弱信号GPS接收机结构设计及验证
西安电子科技大学 硕士学位论文 弱信号GPS接收机结构设计及验证 姓名：郑俊卿 申请学位级别：硕士 专业：微电子学与固体电子学 指导教师：刘红侠
摘要摘要全球定位系统（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ，ＧＰＳ），即ＧＰＳ系统，是由美国发明的用来实现连续的实时三维导航的定位系统。ＧＰＳ接收机通过接收和处理卫星 信号，并经过软件解算，最终得出用户的相对位置、速度以及时间信息。 通常ＧＰＳ接收机接收到的都是直接传输来的强信号，但是当接收机处于障碍 物的遮蔽之下时接收到的信号就是弱信号，若ＧＰＳ接收机在处理弱信号时由于外部条件的改变而突然接收到强信号，那么强信号就会对弱信号的处理产生影响，导致接收机进行了错误的处理，最终得到错误的定位信息。为了使ＧＰＳ在弱信号 条件下也能正常工作，本文在传统的ＧＰＳ数字基带接收机的基础上设计实现了弱信号ＧＰＳ接收机。论文首先从介绍了ＧＰＳ系统中的信号结构和信号的内容，并讲述了ＧＰＳ定 位的原理及其实现方法，其次分析了在弱信号条件下产生误差的原因和消除方法， 即消除弱信号自相关中强信号的互相关的影响。然后描述了传统的ＧＰＳ数字基带 接收机的电路结构，并在已有电路的基础上添加了本文所提出的弱信号消除电路， 通过软件和硬件的协同操作，实现了弱信号ＧＰＳ接收机的结构设计。最后给出了 弱信号ＧＰＳ接收机功能的验证方法以及仿真结果。对系统进行了测试，证明了所 提出电路结构的正确性，完全实现了性能要求，使得ＧＰＳ接收机在弱信号条件下也能正常工作。关键词：全球定位系统弱信号消除自相关互相关ＡｂｓｔｒａｃｔＡｂｓｔｒａｃｔＧＰＳ，Ｔｈｅ Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ，ｗｈｉｃｈ ｗａｓ ｉｎｖｅｎｔｅｄ ｂｙ Ａｍｅｒｉｃａ ｔｏ ｒｅａｌｉｚｅ ｔｈｅ ｒｅａｌ－ｔｉｍｅ ｔｈｒｅｅ―ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｎａｖｉｇａｔｉｏｎｆｕｎｃｔｉｏｎ．Ｔｈｅｆｕｎｃｔｉｏｎ ｏｆ ａ ＧＰＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｉＳｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ａｎｄ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｔｈｅ ｓｉｇｎａｌ ｏｆ ｓａｔｅｌｌｉｔｅ，ａｎｄ ｇｅｔ ｔｈｅ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｓｐｅｅｄａｎｄ ｔｉｍｅｏｆｔｈｅｕｓｅｒｓｂｙ ｓｏｆｔｗａｒｅ ｃｏｍｐｕｔｉｎｇ．Ｕｓｕａｌｌｙ ｔｈｅ ｓｉｇｎａｌ ＧＰＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒｒｅｃｅｉｖｅｄａｉｓ ｔｈｅ ｄｉｒｅｃｔ―ｔｒａｎｓｐｏｒｔｉｎｇ ｓｔｒｏｎｇ ｓｉｇｎａｌ，ｂｕｔ ｗｈｅｎ ｔｈｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ ｉｓ ｃｏｖｅｒｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｃａｔｃｈｅｓｗｈｅｎ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇａｖｅｉｌ，ｗｈａｔ ｉｔ ｂｙ ｔｈｅｒｅｃｅｉｖｅｄ ｃｈａｎｇｅｉｓｃａｌｌｅｄｗｅａｋｓｉｇｎａｌ．Ｉｆｓｔｒｏｎｇ ｓｉｇｎａｌｃａｕｓｅｄｏｆ ｔｈｅ ｅｘｔｅｒｎａｌ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｗｅａｋ ｓｉｇｎａｌ，ｔｈｅｎｔｈｅ ｓｔｒｏｎｇｓｉｇｎａｌｗｉｌｌ ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｔｈｅ ｗｅａｋｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ａｎｄ ｔｈｉｓ ｍａｙ ｂｒｉｎｇｓ ｗｒｏｎｇ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ．Ｔｏｍａｋｅ ａｎｄｓｕｒｅｔｈｅ ＧＰＳａｒｅｃｏｖｅｒｃａｉｌｗｏｒｋ ｉｎ ｔｈｅ ｗｅａｋ ｓｉｇｎａｌ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ，ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｄｅｓｉｇｎｏｎｒｅａｌｉｚｅｗｅａｋｓｉｇｎａｌｒｅｃｅｉｖｅｒｔｈｅ ｂａｓｅ ｏｆｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｒ． ｔｈｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅＴｈｅ ｐａｐｅｒ ｆｉｒｓｔ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓｎａｒｒａｔｅｓａｎｄｃｏｎｔｅｎｔｏｆ ｔｈｅ ＧＰＳｓｉｇｎａｌ，ａｎｄｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ，ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｅｌｉｍｉｎａｔｉｎｇ ｔｈｅ Ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅＣＲＯＳＳ―ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅｓｔｒｏｎｇｓｉｇｎａｌｗｅａｋ ｓｉｇｎａｌｓｉｇｎａｌ ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ．Ｎｅｘｔａｎａｌｙｚｅｓｈｏｗ ｔｈｅｅｒｒｏｒ ｐｒｏｄｕｃｅｄａｎｄ ｔｈｅ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ｕｎｄｅｒ ｔｈｅｗｅａｋ ｓｉｇｎａｌｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．Ｔｈｅｎ ｄｅｓｃｒｉｂｅｄｗｅａｋｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ＧＰＳｄｉ班ａｌｂａｓｅ ｂａｎｄ ｒｅｃｅｉｖｅｒ＇ｓ ｃｉｒｃｕｉｔ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ａｎｄＯｉｌａｄｄｓ ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｗｅａｋｓｉｇｎａｌｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎｔｈｅ ｅｘｉｓｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｒｅａｌｉｚｅ ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆｓｉｇｎａｌｒｅｃｅｉｖｅｒ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ．Ｆｉｎａｌｌｙ ｇｉｖｅ ｔｈｅ ｗｅａｋ ｓｉｇｎａｌ ＧＰＳ ｒｅｃｏｖｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎ ａｓ ｗｅｌｌ勰ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔ．ＣａｒｔｉｎｇＯｉｌｔｈｅｔｅｓｔ ｔｏｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ，ｐｒｏｖｅｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｃｏｍｐｌｅｔｅｌｙ．Ｅｎａｂｌｅ ｔｈｅ ＧＰＳ ｒｅｃｏｖｅｒ ｗｏｒｋｉｎｇ ｕｎｄｅｒ ｔｈｅ ｗｅａｋｎｏｒｍａｌｌｙｓｉｇｎａｌ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．Ｋｅｙｗｏｒｄ：ＧＰＳｗｅａｋｓｉｇｎａｌｅｌｉｍｉｎａｔｅｃｒｏｓｓ．ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ西安电子科技大学学位论文独创性（或创新性）声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下 进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内 容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得两安电子科技 大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我～同工作的同：盘．对本研究所做的任 何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担二切的法律责任。本人签名：．烃Ｉ焦垃＂Ｉ西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读学 位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件．允许查阅和借阅论文：学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它 复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。（保密的论文在解密后遵守此规定）本学位论文属于保密，在：年解密后适用本授权书。本人签名： 导师签名：日期翌堕：！：ｆ塞日期孕出．Ｉ霉．．第一章引言第一章引言１．１ＧＰＳ概述Ｓｙｓｔｅｍ）的英文缩写，它可以用来ＧＰＳ是全球定位系统（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ实现连续的实时三维导航。导航的定义是“引导运载体或人员从一个地方到达另一 个地方的科学”。在日常生活中，每一个人都在进行某种形式的导航【ｌ川。开车去 上班或步行去商店需要使用基本的导航技能。对于大多数人来说，这些技能需要 利用人们的眼睛、常识和地标。然而在一些情况下需要更精确的知道人们的位置、 遵循的航向和到达所希望的目的地的待航时间，此时便要用不同于地标的导航装置。这些导航装置也许仅仅是一个时钟，以确定经过已知距离的速度；或者是汽车里的里程表，以随时知道已跑过的距离。其他一些导航装置要复杂一些，而且 要发射电子信号，这些导航装置称为无线电导航装置【１１。 来自一个或多个无线电导航装置的信号，使人们（下文称之为用户）能够计 算出其位置（某些无线电导航装置还提供速度确定和时间广播的能力）。重要的是 要注意到，正是用户的无线电导航接收机在处理这些信号和计算用户位置。在一 些应用中，有可能接收机只处理所接收到的信号，而由分离的处理器完成导航解算。导航装置各式各样，通常可以把它们分为陆基和星基两大类。大多数路基无 线电导航装置，其精度与他们的工作频率成正比。高精度的系统一般在相对短的 波长上发射，用户必须保持在视距之内，而在较低的频率（较长的波长）上广播信号的系统则不受视距的限制，但精度较低【２】。早期发展的星基系统有美国海军导航卫星系统（称为子午仪，即Ｔｒａｎｓｉｔ）和 俄罗斯的Ｔｓｉｋａｄａ系统，他们提供两维的高精度定位服务。获得定位值的频度随纬度而变化。理论上在赤道上的子午仪用户平均每１１０分钟可获得一次定位，而在８００的纬度上定位速率将改善到平均每３０分钟一次。这两种系统的缺点是，每一次定位都需要１０～１５分钟，用于接收及处理和用户位置评估。这样的特性适合 于船用导航（因为其速度很低），而不适合用于飞机和高动态用户。正是因为这些 缺点，导致了将美国的全球定位系统（ＧＰＳ）和俄罗斯的全球导航卫星系统‘（ＧＬＯＮＡＳＳ）的发展川。 现在，ＧＰＳ已经是全运行的，而且满足２０世纪６０年代提出的最佳定位系统标准。这个系统向有适当接收机设备的全球范围用户提供精确、连续的三维位置和速度信息。ＧＰＳ也广播一种形式的世界协调时（ＵＴＣ）。卫星星座由安排在６个轨道平面上的２４颗卫星组成，每个平面上４颗。一个分布在全世界的地面控制／监视网监视着２弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证卫星的健康与状态。这个网络也向卫星上行加载导航数据和其它数据。由于用户 接收机无源工作（亦即只做接收），ＧＰＳ可向无限数目的用户提供服务。系统利用 单向达到时间（ＴＯＡ）测距的概念。卫星以高精度的星载原子频率标准做基准进 行发射，而星载原子频标是与内在的ＧＰＳ系统是基准同步的。卫星用叫做码分多址 （ＣＤＭＡ）的技术在两个频率上广播测距码和导航数据。也就是说，系统只使用 两个频率，称作Ｌ１（１５７５．４２ＭＨｚ）和Ｌ２（１２２７．６ＭＨｚ）［４１。每颗卫星都在这两个 频率上发射，但所使用的测距码与其他卫星所使用的不一样。这些码选择的依据 是他们两两之间有较好的互相关特性（卫星信号特性将在后面讨论）。导航数据提 供给接收机，以确定卫星在发射信号时的位置，而测距码使用户接收机能够确定 信号的传输延时，从而确定卫星到用户的距离。这种技术要求用户接收机也包含 一个时钟。利用这种技术来测量接收机的三维位置时，要求测量到四颗卫星ＴＯＡ 距离。如果接收机时钟已经是与卫星时钟同步的，便只需要三个距离测量值。然 而导航接收机中一般使用石英钟，以使接收机的价格、复杂性和尺寸减至最小。 因此，为测量用户的纬度、经度、高度和接收机相对于内在系统时的偏移，需要 有４个测量值。如果系统时间或者高度已准确知道，便只需要四颗以下的卫星【５１。 ＧＰＳ提供两种服务：标准定位服务（ＳＰＳ）和精密定位服务（ＰＰＳ）。ＳＰＳ是 指定为民用社团使用的，而ＰＰＳ是指定为美国核准的军方用户和选定的政府部门 用户使用的，接入ＧＰＳ ＰＰＳ是通过加密而受控的【６１。本文仅讨论标准定位服务。 标准定位服务队全世界的所有用户均是可用的。对ＳＰＳ的使用未设任何限制。 这种服务提供的测量精度为：在水平面内为：１００ｍ（２ｄｒｍｓ，９５％）；在垂直平面内为１５６ｍ（９５％）。ＵＴＣ（ＵＳＵＯ）时间广播精度在３４０ｎｓ（９５％）以内。这种服务的精度是美国国防部和交通部根据美国的安全利益而共同规定的。一般来说，ＳＡ是ＳＰＳ导出的定位值的主要误差源。ＳＰＳ于１９９３年１２月开始工作，那时，原型卫星和生产卫星加起来已有２４颗，而且定位／授时服务已符合规定的相应预测精度。目前，ＧＰＳ和ＧＬＯＮＡＳＳ 都已从专门的军用系统演变成了真正的军民双用系统。卫星导航技术正被应用于从休闲徒步到空问运载体引导等各式各样的民用与军事应用中。各门学科（包括 各种形式的交通）都受到了影响。用户再也不会因为陆基导航设施的精度和（或）覆盖的局限而被限制在特定的航路内。只要用户处于卫星的视距之内，便能够获得精确的导航。为了说明卫星导航技术的各种应用，下面给出现在和计划中的几个应用例子。 １．航空领域的应用ＧＰＳ在导航领域的引用推动着全球卫星系统（ＧＮＳＳ）的发展，它可以提供 从航路知道精密飞行轨道阶段（起飞、降落）的引导。国际民用航空组织（ＩＣＡＯ）将ＧＮＳＳ定义为一种至少包含一个或多个卫星导航系统的系统。ＧＮＳＳ连续的全第一章引言３球覆盖能力，使得飞机能够仅依赖ＧＰＳ直接从一地飞到另一地。在ＧＮＳＳ接收机 中包含一个数据通信装置便能够将飞机位置发射到另外的飞机和空中交通管制 （ＡＲＣ）中心。这种功能叫做自动相关监视（ＡＤＳ）。根据ＩＣＡＯ未来空中航行系 统（ＦＡＮＳ）工作组的活动结果，ＡＤＳ正在用于一些太平洋区域。由此带来的主要益处是ＡＴＣ的防撞监视，可以使用最佳航路来降低航行时间和油耗。ＡＤＳ技术也正在用于同时对飞机和地面维护车辆的机场场地监视。２．空间运载引导 从１９９２年起，ＧＰＳ接收机便被用于ＴＯＰＥＸ／ＰＯＳＥＩＤＯＮ卫星上，这种卫星是用于研究海洋环境的。这是ＮＡＳＡ（美国航空航天局）和ＣＮＥＳ（法国空间局）的联合项目。ＧＰＳ也已用于几种ＮＡＳＡ航天机飞行。１９９８年，航天机预期预期要将ＧＰＳ用于工作阶段的引导（如地面反射）、在轨、载人和着陆）。国际空间站（ＩＳＳ）将用ＧＮＳＳ以支持控制功能、数据收集活动和导航。此外，ＧＰＳ将被用 于ＮＡＳＡ的“小＂卫星计划，比如Ｌｅｗｉｓ和Ｃｌａｒｋ。 ３．海洋应用商业和娱乐海事企业都已在利用ＧＮＳＳ。从洋面旅行到内河航路，尤其是艰险的水域，所有船舶的导航都得到了提高。几个国家正在发展局域差分ＧＬＯＮＡＳＳ网络。广域差分ＧＰＳ已经在离岸石油勘测企业中应用了几年。差分ＧＮＳＳ将起到 更大作用的一个领域是船舶交通服务（ＶＴＳ）系统。它将数据链和差分ＧＮＳＳ结合起来，使得能将船只的位置广播到管制中心。ＶＴＳ用于在能见度受限和水上结冰时防撞和加快交通流。ＶＴＳ可以和电子海图显示信息系统（ＥＣＤＩＳ）联用。ＥＣＤＩＳ 将船只位置与海图上的目标、导航台陆地以及看不见的危险联系起来显示。４．陆用ＧＰＳ测绘行业依靠差分ＧＰＳ已经获得毫米级的测量精度。铁路部门利用类似的技 术获得相对于附近的铁轨组的火车位置。ＧＰＳ是智能交通系统（ＩＴＳ）的关键组 成部分。在车辆应用方面，ＧＮＳＳ将用于路径引导、跟踪和应急事故通报中。将 ＧＮＳＳ与街道数据库数字活动地图显示和处理器集成起来，能使驾驶员获得引导 和距离最短、效率最高的路径。将此系统与蜂窝电话或数据链功能相结合，能完成车辆跟踪（即一种ＡＤＳ形式）和／或紧急事故通报，并将车的位置自动报告给管制中心进行车队管理。驾驶员启动“紧急＂按钮广播出紧急电文、车辆特性和车辆位置，以提供给有关部门进行援助。１．２论文主要工作和内容安排如今卫星定位系统已呈现全球多国争鸣的态势，美国的ＧＰＳ以其完整性和稳 定性暂时领先，俄罗斯的ＧＬＯＮＡＳＳ有逐渐衰落之势，欧盟的伽利略系统正在逐步完善，有朝一日将会超越美国的ＧＰＳ系统而领先全球。而我国的北斗系统正在４‘弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证逐步发展和进一步完善，也终将成为全球领先的定位系统。因此，研究ＧＰＳ系统意义重大。本文首先在第一章中介绍了ＧＰＳ的基本知识。在建立这一基础后，在第二章中 描述ＧＰＳ系统的方案，包括硬件电路。在第三章中分析了弱信号条件下产生假捕获 的原因，即强弱信号问的互相关效应。在第四章中接下来给出了解决的算法及公 式推导，同时也给出了实现系统的方法和软硬件接口，最后在第四章中给出了仿 真与测试的结果。第二章ＧＰＳ系统介绍第二章ＧＰＳ系统介绍２．１ＧＰＳ接收机中信号介绍ＧＰＳ卫星发射两个载波频率，分别被称作Ｌ１的主频率和Ｌ２的次频率。这些载波频率由扩频码和导航数据电文所调制。所有卫星均在这两个相同的载波频率上发射，但由于ＰＲＮ码（Ｐｓｅｕｄｏ．ＲａｎｄｏｍＮｏｉｓｅＣｏｄｅ，简称ＰＲＮ码，或称伪随机噪声码）调制不同，因此无明显的相互干扰。由于每颗卫星分配有专门的ＰＲＮ码， 而且所有ＰＲＮ序列相互之间几乎是不相关的，各个卫星的信号便可以用作叫做码 分多址（ＣＤＭＡ）的技术区分开并检测出来。ＧＰＳ接收机为了跟踪器视界内的数 颗卫星的ＰＲＮ序列。提供两个载频是为了使双频用户能够测量电离层的时延。这 是因为这个时延是以一定的比例因子与信号到达时间之差相关联的。单频用户必 须利用卫星在导航电文中广播出来的关于电离层的模型参数估计这一时延【．７１。２．１．１ＧＰＳ信号结构ＧＰＳ信号是一种调制波，它不仅采用Ｌ波段的载波，而且采用扩频技术传送卫星导航电文。所谓“扩频”，是将原来打算发送的几十比特速率的电文变换成发送几兆甚至几十兆比特速率的由电文和伪随机噪声码组成的组合码。采用扩频技术 时，若信号功率仅为噪声功率的１／１０，那么信号将深深地淹没在噪声之中而不易 被他人捕获，从而使得信号具有极强的保密性。 ＧＰＳ信号的调制波，是卫星导航电文和伪随机噪声码的组合码。卫星导航电 文是一种不归零二进制码组成的编码脉冲串，称之为数据码，记作Ｄ（０，其码率为 ５０ｂ／ｓ。对于距离地面２００，０００ｋｍ之遥的ＧＰＳ卫星，扩频技术能有效地将很低码率 的导航电文发送给用户。其方法是用很低码率的数据码作两级调制（扩频）。第一 级，用５０Ｈｚ的Ｄ码调制一个伪随机噪声码，例如调制一个被叫做Ｐ码的伪随机 噪声码，它的码率高达１０．２３ＭＨｚ。Ｄ码调制Ｐ码的结果，便形成了一个组合 码――Ｐ（ｔ）Ｄ（ｔ），使得Ｄ码信号的频带宽度从５０Ｈｚ扩展到１０．２３ＭＨｚ，也就是说， ＧＰＳ卫星从原来要发送５０ｂ／ｓ的Ｄ码，’转变为发送１，０２３０ｂ／ｓ的组合码Ｐ（ｔ）Ｄ（ｔ）。在 Ｄ码调制伪随机噪声码以后，再用它们的组合码去调制Ｌ波段的载波，实现Ｄ码的第二级调制，而形成向广大用户发送的已调波。如图２．１所示，Ｄ码的数据首先弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证同伪随机噪声码Ｃ／Ａ码和Ｐ（Ｙ）码模二加后，形成组合码Ｃ／Ａ（ｔ）Ｄ（ｔ）和Ｐ（ｔ）Ｄ（ｔ），然后才调制Ｌ１载波。需要注意的是，组合码Ｃ／Ａ（ｔ）Ｄ（ｔ）和Ｐ（ｔ）Ｄ（ｔ）是通过二进制相移 键控（ＢＰＳＫ）调制到Ｌ１载波上的。在Ｌ１载波上，Ｃ／Ａ（ｔ）Ｄ（ｔ）调制和Ｐ（ｔ）Ｄ（ｔ）调制 在相位上是正交的。因此在这两个合并的Ｌ１载波频率上的Ｃ／Ａ（ｔ）Ｄ（ｔ）调制和Ｐ（ｔ）Ｄ（ｔ） 调制之间有９００的相移。Ｌ２载波上的调制过程与Ｌ１载波大致相同，不同的是Ｌ２ 载波可以用Ｃ／Ａ（ｔ）Ｄ（０码、Ｐ（ＤＤ（Ｄ码或者Ｐ（Ⅵ码来调制。最后，卫星向地面发射这 两种已调波Ｌ１和Ｌ２。Ｌ１载波频率为１５７５．４２ＭＨｚ，Ｌ２载波频率为１２２７．６ＭＨｚ［引。 如图２．１所示，经过载波和伪随机码扩频以及数据码的调制，形成ＧＰＳ信号。其中载波分量包括Ｌｌ和Ｌ２两路。图２．１ＧＰＳ信号的构成２。１．２Ｃ／Ａ码简介ＧＰＳＣ／Ａ码是戈尔德码（Ｇｏｌｄ码），其序列长度为１０２３位（码元数）。因为Ｃ／Ａ码的码元速率是１．０２３ＭＨｚ，因此伪随机序列的重复周期是１０２３／１．０２３ｘ１０６或ｌｍｓ。 图２．２描述了ＧＰＳ Ｃ／Ａ码产生器的结构方案。第二章ＧＰＳ系统介绍７图２．２Ｃ／Ａ码产生器原理框图在这个图中未示出为设定或读出寄存器或计数器的码相位所必需的控制。有 两个１０位的移位寄存器Ｇ１和Ｇ２，他们产生长度为２１０．１＝１０２３位的最大长度伪随 机噪声码（移位寄存器不允许进入的一个状态是全０状态）。通常用１－１＂∑，ｘｉ形式的 多项式描述线性码产生器的方案，这里ｘ‘指移位寄存器的第ｉ级的输出用作模２加法器（异或）的输入，而１指将加法器的输出反馈送到第１级。Ｃ／Ａ码的设计规范 要求Ｇ１移位寄存器的反馈抽头连到第３和第１０级。这些寄存器的状态用异或电路相互合并，并反馈到第１级。描述这一移位寄存器的方案的多项式是 Ｇｌ＝ｌ＋ｘ３＋，ｏ。每颗卫星专门的Ｃ／Ａ码是经过时延的Ｇ２输出序列和Ｇ１直接输出 序列异或的结果。Ｇ２伪随机噪声码码的时延效果是由选择两个抽头的位置异或而 得到的，其输出叫（３２１。这是因为伪随机噪声码序列有这样的性质：与其自身的 相移序列相加，结果仍然是个伪随机噪声码序列，只是相位变了。图２．２中Ｇ移 位寄存器的两个抽头的功用是，相对于Ｇ１的码相位而移动的Ｇ２码相位，而不需 要外加一个移位寄存器以完成这一时延。每个Ｃ／Ａ码ＰＲＮ号码与Ｇ２的两个抽头位置相关聪９１。Ｃ／Ａ码具有以下特点：（１）由于Ｃ／Ａ码的码长较短，易于捕获，而通过捕获Ｃ／Ａ码所得到的信息，又可以方便的捕获Ｐ码，通常称Ｃ／Ａ码为捕获码。在ＧＰＳ导航和定位中，为了捕 获Ｃ／Ａ码以测定卫星信号传播的时间延迟，通常对Ｃ／Ａ码进行逐个搜索，Ｃ／Ａ码 总共只有１０２３个码元，若以５０码元每秒的速度搜索，仅需２０．５ｓ便可完成。 （２）Ｃ／Ａ码的码元宽度较大。若两个序列的码元相关误差为码元宽度的１／１０＂－１／１００，此时对应的测距误差可达２９．３＂－＇２．９ １３１。其精度较低，称Ｃ／Ａ码为粗捕获码。Ｃ／Ａ码具有良好的自相关特性，当初始相位完全对准时，Ｃ／Ａ码的自相关就 会产生一个很大的峰值，而初始相位没有对准时，则不会产生一个很大的峰值。 ＧＰＳ接收机正是利用了这种重要的特性来对卫星信号进行接收。图２．３和图２．４ 分别展示了长度为１０２３个码元的一颗卫星的Ｃ／Ａ码自相关以及两颗卫星的Ｃ／Ａ码之间的互相关的功率谱密度【ｌ ０１。弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证图２．３ＰＲＮ码的自相关图２．４ＰＲＮ码的互相关图２．３表示的是由同一颗卫星所产生的Ｃ／Ａ码的自相关的频谱图，由于Ｃ／Ａ码有良好的自相关特性，所以在完全对准时会出现一个很高的峰值，这个峰值的 功率远远大于噪声的功率，从而很容易的将信号分辨出来，一个周期的相关值是 １０２３）而在没有对准时不会出现很高的峰值，如图２．４，所能产生的峰值仅为６３、 －－１、－－６５这三种，信号淹没在噪声中不易分辨【１１】。２．２ＧＰＳ卫星的导航电文２．２．１导航电文格式导航电文的基本单位是一个主帧（ｆｒａｍｅ），每个主帧长度为１５００比特，由５个子帧（ｓｕｂｆｒａｍｅ）组成，如图２．５所示。第二章ＧＰＳ系统介绍９子帧４、５含２５页Ｉ．１１＇３０ｓ／／－／ＩＩ－。ｒ１帧含５个子帧ｌ，２Ｉ．．／／ Ｉ二，７―、、（Ｉ１帧含１０个子帧６ｓ＼＼。ｌ５３４５Ｉ一，ｌ－＾２ｌｌ帧含３０ｂｉｔ眵／二凰＼羽ｌｓ｜４１． ｆＩ７Ｉ８Ｉ｜Ｉ Ｊ｜｜ｌ ＩＩ ｌ ｌ ＩＩ｜ｌ Ｉｌ ＩＩ｜ｌ Ｉ图２．５导航电文的组成格式每个子帧分别含有１０个字（ｗｏｒｄ），每个字含３０比特电文，故每一子帧共含３００比特电文。电文的传播速率是５０ ｂｉｔ／ｓ，所以发送一帧电文需要３０秒，而一帧电文的持续发送时间为６秒。／’为了记载多达２５颗ＧＰＳ卫星的星历，规定４、５子帧各有２５个页面（ｐａｇｅ）。 子帧１、２、３与子帧４、５的每一页均构成一帧电文。每２５帧导航电文组成一个 子帧。在每一帧电文中，ｌ、２、３子帧的内容每３０秒重复一次，每小时更新一次， 而子帧４、５的内容仅在给卫星注入新的导航数据后才得以更新Ｉｌ到。２．２．２导航电文内容ＧＰＳ卫星的导航电文是卫星以二进制码的形式发送给用户的导航定位数据， 故又称为数据码或Ｄ码，是用户用来定位和导航的数据基础。它主要包括：卫星 星历、时钟修正、电离层时延修正、工作状态信息及ｃ／Ａ码转换到捕获Ｐ码的信息、全部卫星的概略星历，如图２．６所示。第ｌ、２、３子帧发送该卫星的广播星历 及卫星时钟的修正参数，每３０秒（一个主帧）重复一次，内容每小时更新一次。 第４、５子帧播放所有空中ＧＰＳ卫星的历书（卫星的概略坐标），完整的历书占２５帧，由于播放速度是５０ ｂ／ｓ，所以全部信息需要１２．５分钟才能够传送完。其内容仅 在卫星注入新的导航数据后才得以更新。１０弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证子帧号…目卜一二石丽忑忑雨再磊而ｉ一。，［］至工垂三巫固 ２［］至工堕三亟口 ３臣［至二堕三堕固一１５一个子帧６ ｓ长，ｌＯ个字，每个字３０。ｂｉｔ一卜 ｌ，● ●Ｉ帧∞ 弧雠４５图２．６各帧导航电文的内容遥测码（Ｔｅｌｅｍｅｔｒｙ Ｗｏｒｄ，ＴＬＷ）位于各子帧的开头，它用来表明卫星注入数据的状态，其３０比特中，第１～８比特是同步码，为各子帧编码脉冲提供一个同 步起点，使用户便于解释导航电文；第９－－一２２比特为遥测电文，包括地面监控系 统注入数据时的状态信息、诊断信息和其它信息；第２３和第２４比特是连接码；第２５－、一３０比特为奇偶校验码，它用于发现和纠正错误【ｌ引。转换码（Ｈａｎｄ Ｏｖｅｒ Ｗｏｒｄ，ＨＯＷ）位于每个子帧的第２个字码，其作用是提供帮助用户从所捕获的Ｃ／Ａ码转换到捕获Ｐ码的Ｚ计数。Ｚ计数实际上是一个时间计数，它以从每星期起始时刻开始发送的Ｄ码子帧数为单位，给出了一个子帧 开始瞬间的ＧＰＳ时间。由于每一个子帧持续时间为６ ｓ，所以下一子帧开始的时间为６Ｚ ｓ。用户可以据此将接收机始终精确对准ＧＰＳ时钟，并快速捕获Ｐ码。转换码的第１８比特表明卫星注入电文后是否发生滚动动量矩阵缺载现象；第 １９比特指示数据帧的时间是否同步；第２０－－－２２比特为子帧识别标志；第２３＂＇２４ 比特为连接码：第２５一－－３０比特为奇偶校验码。 第１子帧的第３＂＂１０字码称为第１数据块，它的主要内容包括：标识码、时 延差修正、星期序号、数据龄期、卫星的健康状况、卫星时钟修正系统等。（１）星期序号（ＷｅｅｋＮｕｍｂｅｒ）。第３字码的第ｌ～１０比特，表示从１９８０年 １月６日子夜零点（ＵＴＣ）起算的星期数，也称ＧＰＳ星期数。（２）第１１～１２比特表示Ｌ２载波是采用Ｐ码还是Ｃ／Ａ码调制，“０１”为Ｐ码调制，“１０”为Ｃ／Ａ码调制。第二章ＧＰＳ系统介绍（３）第１７比特表示导航数据是否正常，“０，’表示所有导航数据都正确，“１” 表示有错误。第１８，－－一２２比特表示信号编码的正确性。 （４）数据龄期（ＡＯＤＣ）。第３字码的第２３、２４比特以及第８字码的第１＂８ 比特，均表示卫星时钟的ＡＯＤＣ。ＡＯＤＣ是时钟修正数的外推时间间隔，它指明 卫星时钟改正数的置信度。ＡＯＤＣ＝ｔｏ。一‘ ’（２－１）（２．１）中，ｆ０，表示第ｌ数据块的参考时刻；‘表示计算时钟修正参数所用数据的最后观测时间。（５）时延差修正毛。时延差修正巧表示信号在卫星内部的时延差（％－ｒ，：），即日（乃）、最（儿）码从产生到卫星发射天线所经历时间的差异。 （６）时钟修正。ＧＰＳ系统时间是以地面主控站的主原子钟为基准。由于主控 站时钟的不稳定性，使得ＧＰＳ时间和ＵＴＣ时间之间存在着差值。地面监控系统通 过检测确定出这种差值，并用导航电文发送给广大用户【１４】。 每一颗ＧＰＳ卫星的时钟相对ＧＰＳ系统时间存在着差值，需加以修正，这便是卫星时钟修正，即 △‘＝ａｏ＋口１（ｔ一‰卜ａ２（ｔ?ｔｏｃ）２ （２－２）：（２―２）中，ｆ０，是第１数据块的参考时刻，在第８字码的第９＂－－＇２４比特；‰是卫星钟差（ｓ）时间偏差，在第９字码的第１＂－＇８比特；皿是卫星钟速（ｓ／ｓ）频率偏差系数，在第９字码的第９＂＇２５比特；口，是卫星钟速变率（ｓ／ｓ２）漂移系数，在 第１０字码的第１＂＇２２比特。 第２和第３子帧组成第２数据块，其内容为ＧＰＳ卫星星历，它是ＧＰＳ卫星为 导航、定位发送的主要电文，可向用户提供有关计算卫星运行位置的信息。由卫星每３０ ｓ发送一次，每１小时更新一次。描述卫星的运行及其轨道的参数包括下列三类： （１）开普勒轨道６系数：√ａ为轨道长半轴的平方根；ｅ为轨道偏心率；Ｍ。为 按参考历元ｔ∞计算的平近点角；ｉ。为按参考历元ｔ蚀计算的轨道倾角；ｇ为按参考 历元ｔ舱计算的升交点赤经；∞为近地点角距。 （２）轨道摄动９参数：Ａｎ为平近地点角改正值；Ｑ为升交点赤经变化率；ｆ为轨道平面倾角变化率；Ｃ：、巳为纬度幅角的正、余弦调和改正想振幅；Ｇ、ｃｃ为轨道正面倾角的正、余弦调和改正项振幅；Ｑ、Ｑ为轨道半径的正、余弦调和改正项振幅。 （３）时间参数：瓦，为从星期日子夜零点开始度量的星历参考时刻；ＡＯＤＥ为 星历表的数据龄期。一…１２弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证第３数据块包括第４子帧和第５子帧，其内容包括所有ＧＰＳ卫星的历书数据。 当接收机捕获到某颗ＧＰＳ卫星后，根据第３数据块提供的其他卫星的概略星历、 时钟修正、卫星工作状态等数据，用户可以选择工作正常和位置适当的卫星，并 且较快的捕获到所选择的卫星。 第４子帧中，第２～５和第７＂－＇１０页面提供第２５＂－－＇３２颗卫星的概略星历；第 １７页面提供专用电文，第１８页面给出电离层修正模型参数和ＵＴＣ数据；第２５页 面提供所有卫星的型号、防电子对抗特征符以及第２５＂－＇３２颗卫星的健康状况；第 ｌ、６、１１、１２、１６及第１９＂－－＇２４页面作为备用；第１３＂－－１５页面为空闲页。 第５子帧中，第１＂－＇２４页面给出第１＂－．－２４颗卫星的历书；第２５页面给出第１～ ２４颗卫星的运行状况和星期编号；在第３数据块中，第４子帧和第５子帧的每个页面的第３字码，起开始的８比特是识别字符，且分成两种形式：①第１和第２比特为电文识别（ＤＡＴＡＤ）； ②第３～８比特为卫星识别（ＳＶＩＤ）Ｉ”】。２．３卫星信号的捕获与跟踪２．３．１概述为了跟踪和解码ＧＰＳ信号，ＧＰＳ接收机需要进行捕获和跟踪的过程。捕获是 为了得到大概的码相位，而跟踪是为了得到精确的码相位。接收机首先要捕获到 ＧＰＳ信号，将捕获到的信号的必要参数立刻传递给跟踪过程，再通过跟踪便可得 到卫星的导航电文。ＧＰＳ卫星处于高速运动中，因此，其频率会产生多普勒频移。 载波频率与Ｃ／Ａ码的多普勒频移将在下面详细讲述。当卫星与用户终端之间、卫星与基站之间、卫星与卫星之间存在相对运动时，接收端收到的发射段载频发生频移，即多普勒效应引起的附加频移，称之为多普勒频移。多普勒频移对采用相关解调的数字通信危害较大【１６１。为覆盖高速卫星预期中的所有多普勒频率范围，捕获方法覆盖的频率范围必须在士１０ ｋＨｚ之内。一旦捕获到ＧＰＳ信号，立刻要去测量两个重要参数：Ｃ／Ａ码的起始点和载波频率（因为多普勒频移而变化）。接收机接收到的一系列数据往往 包含多个卫星信号，每个信号具有不同的Ｃ／Ａ码的不同起始点和不同的多普勒频 率。针对某个特定的卫星信号，捕获过程就是要找到Ｃ／Ａ码的起始点，并利用找到的起始点展开Ｃ／Ａ码频谱，一旦复现了Ｃ／Ａ码的频谱，输出信号将变成连续波（ＣｏｍｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ，ＣＷ），于是便得到其载波频率。也就是说，捕获过程就是要第二章ＧＰＳ系统介绍获得输入信号的Ｃ／Ａ码的起始点和载波频率，然后传递给跟踪过程。 捕获与跟踪过程所用到的数据都是从原始的卫星信号经过下变频器（即与中 频混频）之后收集到的，其中频（Ⅲ）为２１．２５ＭＨｚ，采样频率为５ＭＨｚ信号的 中心频率为１．２５ＭＨｚ。这组数据来源于实际中设计的卫星信号接收装置，但是用 模拟仿真算法也可以产生类似的数据，以验证本文介绍的卫星信号的捕获算法。 ＧＰＳ信号的捕获是一个搜索的过程。为了捕获卫星信号，需要同时复现卫星 的码和载波（亦即要成功的两维匹配），其中距离维是与复现码相关联的。而多普 勒维则与复现载波相关联。初始搜索过程对于Ｃ／Ａ码接收机来说总是作Ｃ／Ａ码搜 索，而对于Ｐ（Ｙ）码接收机来说一般开始时也是Ｃ／Ａ码搜索。初始码搜索一般牵 涉到在距离维上复现所有的１０２３个Ｃ／Ａ码相位状态。如果距离和多普勒的不确定 性是已知的，那么搜索范围应当包括整个不确定性的３０值范围。如果有一维或同时两维的不确定性很大，那么搜索范围要相应变大，而且预计的搜索时间要加长。 必须建立某种准则以确定对一颗给定的卫星何时终止搜索过程并选择另一颗候选 卫星【１７１。下面的例子假设正在进行Ｃ／Ａ码搜索，并且正在检验所有１０２３个Ｃ／Ａ码相位。 典型情况下搜索码相位时用的是１／２码元的增量。每个码搜索增量是一个码的分 格，一个码分格和一个多普勒分格合并起来成为一个方格。。～黼一～勘价弋▲◆Ｉ一／２ｔｉｓ，ｖｉ＂／器瑟估ｔＤｏＰｐＩ∞搜索序列／诖５图２．７两维Ｃ／Ａ码搜索方式图２．７描述了这种二维的搜索过程。如果多普勒的不确定性是未知的而且卫星 的多普勒不能从对用户位置和对时间的知识，再加上卫星轨道数据而计算出来，那么必须在从０多普勒的两个方向上对用户的最大速度加上对于不动的用户来说最大的卫星多普勒――稍低于８００ ｒｒｇｓ（最坏情况）进行搜索【１ ８１。 一个多普勒分格将规定为２／（３Ｔ），这里Ｔ＝每方格的信号积分时间或者每方格弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证的滞留时间。滞留时间是可变的，对于强信号来说可小于１ ｍｓ（６６７ Ｈｚ的多普勒分格），对于弱信号可达到２０．０ｍｓ（３３ Ｈｚ的多普勒分格）。预料的Ｃ／Ⅳｎ越低，那 么为了达到合理的信号捕获成功率必须有更长的滞留时间和更长的搜索时间。但 是在捕获到卫星信号之前，实际的Ｃ／Ⅳ０是不知道的。如果接收机有装置去测量输入信号噪声和射频干扰，而且天线增益方向图是存储在其存储器中的，那么便可以准确的预测最小Ｃ／Ⅳ０，除非遇到信号遮蔽。信号遮蔽（树木、建筑、雪、或天 线上结的冰等等）、射频干扰和天线增益的滚降会明显的降低Ｃ／Ⅳｎ。卫星信号的 强度特性在整个寿命期间的变化对预料的Ｃ／Ⅳ０影响是不大的【１９１。然而用户可以 依赖于控制区段保障所有的卫星均满足最低信号强度，这个最低信号强度根据ＩＣＤ―ＧＰＳ一２００来保证。参照图２．７，搜索方式一般用恒定的多普勒分格，而在距离方向上是从超前到 滞后以避开多径效应。遭受多径的直达信号在时间上总是比反射的到达超前。在 多普勒分格方向上，搜索方式典型情况下是从多普勒不确定性的均值开始（如果 不知道实际视距速度的估计值，那么以０多普勒作均值），然后每次对称的向均值 的一边移一个多普勒分格，直到搜索完３０多普勒不确定性为止。然后搜索方式重 复进行，重复时典型情况下要降低搜索门限的刻度因子。重要的是要认识到，如 果Ｃ／Ａ码自相关和互相关旁瓣足够大时，这些旁瓣有可能引起虚假的信号检测。 随着搜索滞留时间的下降旁瓣趋于增大。为了解决这一问题，在初始一轮搜索时， 综合采用增加滞留时间（以减小旁瓣）和设定高的检测器门限（以拒绝旁瓣）。在 继后的各轮搜索中，可降低滞留时间和门限。这种方案的代价是，当ｃ／Ⅳｎ低时，搜索时间会增加【２０】。在每个方格的滞留时间Ｔ期间，对Ｉ和Ｑ信号进行积分和累加，并且计算或估计包络√，２＋Ｑ２。将每个包络与门限相比较，以确定卫星信号存在或不存在。由于每个方格要么包含噪声与信号，或者只有噪声而没有信号，因此信号检测是一个统计过程【２¨。２．３．２唐搜索检测器搜索算法的第一个例子是叫做唐检测器的依序可变滞留时间搜索检测器。图 ２．８示出了唐检测器的方框图。图２．８中，ｌ表示标度因子，２表示比较器，３表示包络＞形，４表示脯～？，５表示Ｋ．＝０７。典型情况下搜索算法是作为接收机基带处理来实现的。由于它很简单，唐检测器可以作为接收机相关和预处理硬件的一部分来实现，而其搜索参数由基带处理来编程。唐检测器所需的计算量适中，用于检测这样的信号，即预计的Ｃ／Ⅳｎ第二章ＧＰＳ系统介绍图２．８唐依序码搜索算法为２５ｄＢ．Ｈｚ或更高时其性能优良。如果要在严重干扰的条件下完成信号捕 获，此时Ｃ／Ⅳｎ将低于上述数字，便应该用混合最大似然搜索检测器。一个纯最大 似然搜索检测器需要接收机硬件造成这样的结果，即所有的搜索滞留是并行的ｊ 一般来说是不现实的。唐检测器是一个次最佳搜索算法。它在做出判决时只需要比最大似然（最佳）搜索算法平均长１．５８倍的时间【２引。 唐检测器的工作过程如下：一ａ、每个Ｔ秒，以√Ｊ２＋Ｑ２（或其他近似值）的形式形成积分相关包络。如果接收机中有３个相关器，那么相关器典型情况下相距１／２码元，而且用３个唐检测器。在这种情况下一次搜索３个码分格，使搜索过程几乎加快３倍。但达不到完全的３倍，这是因为必须要所有的３个搜索方格均放弃之后搜索过程才能前进到 下面３个方格。为了产生Ｉ和Ｑ信号，接收机基带搜索处理已综合出了正确的多 普勒（指在搜索图案中各相应的搜索处理多普勒分格的中心频率）和正确的复现 Ｃ／Ａ码相位（连同其相应的码――码元速率，加上码多普勒）。例如，与Ｃ／Ａ码的１０２３个状态的第１个状态相对应的Ｃ／Ａ，码相位是Ｃ／Ａ码产生器将Ｇ１和（３２寄存 器复位到方格积分和累加时间的起始点的地方。Ｃ／Ａ码产生器的“时间前进”再加上码多普勒，时其相位与这个方格保持对准。如果放弃了这个方格，那么Ｃ／Ａ码产生器的相位前进１／２基码（乘以相关器数目），搜索过程对于这个多普勒分格继续进行，一直到搜索完最后一个Ｃ／Ａ码相位状态为止。然后多普勒中心频率移到搜索图案的下一分格，过程重复进行１２引。 ｂ、在每个方格，上行／下行计数器（Ｋ）初始化到Ｋ＝Ｂ＝Ｉ。在希望用降低搜索１６弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证速度以换取更高的检测概率和更低的虚警概率的地方，Ｂ＝２。如果包络采样超过了 门限Ｋ，那么上行／下行计数器增加１。如果采样未超过门限，则上行／下行计数器 减少１。如图２．８所示，那里有一种技术用以求得噪声的均方根值叽，而仃。用来 设定门限，这种技术是将相关包络送入一个递归低通滤波器，滤波器时延为１个 搜索方格。对接收机来说，还有一种更好的技术是将输入信号与一个未用的伪随 机噪声码（例如用于Ｃ／Ａ码搜索的Ｇ１寄存器的输出）相关，以合成均方根噪声。 将均方根输出乘以１个标度因子Ｘ便求得了门限Ｋ１２４１。第三章弱信号的接收１７第三章弱信号的接收３．１互相关效应描述３．１．１自相关和互相关首先需要详细介绍Ｇｏｌｄ码的相关特性。 码是一种表达信息的二进制数及其组合，是一组二进制的数码序列。例如，对０，１，２，３取两位二进制数的不同组合表示为：００，０ｌ，ｌＯ，１１。这些二进制数的组合形式称之为码。其中每一位二进制数成为１个码元或ｌ比特；每个码均 含有两个二进制数，即两个码元或两个比特。比特是码的度量单位，也是信息量 的度量单位。如果将各种信息，例如声音、图像以及文字等，按某种预定的规则 表示为二进制数的组合形式，则这一过程就称为编码，也就是信息的数字化【２５１。 在二进制的数字化信息传输中，每秒所传输的比特数称为数码率，用以表示 数字化信息的传输速度，其单位为ｂｉｆｆｓ（简写为ｂ／ｓ）。码可以看作是以０和１为幅 度的时间函数，用ｕ（ｔ）表示。因此，一组码序列ｕ（ｔ），对于某个时刻ｔ而言，码元 是０或ｌ完全是随机的，但其出现的概率均为１／２。这种码元幅值是完全无规律的 码序列，称为随机噪声码序列。它是一种非周期序列，无法复制。但是，随机噪 声序列却有良好的自相关性，ＧＰＳ测距码就是利用了其自身良好的自相关性才获得成功的１２引。 自相关性是指两个结构相同的码序列的相关程度，它由自相关函数描述。为了说明这一问题，可将随机噪声码序列ｕ（ｔ）平移ｋ个码元，获得具有相同结构的新 的码序列”（ｆ）。比较这两个码序列，假定它们的对应码元中，码值（Ｏ或１）相同的码元个数为墨．，而码元相异的码元个数为ｐ．，那么两者之差鼠一ｐ。。与两者之和墨．＋见（即码元总数）的比值，即定义为随机噪声码序列的自相关函数，用符号Ｒ（ｔ）表示：Ｒ（０２币Ｓ．－瓦Ｄ．（３－１）在实际应用中，可通过自相关函数Ｒ（ｔ）的取值判断两个随机噪声码序列的 相关性。显然，当平移的码元个数ｋ＝０时，两个结构相同的码序列其对应码元完 全相同，这时见＝Ｏ，而自相关函数Ｒ（ｔ）－－１相反，当ｋ≠０时，且假定码序列中 的码元总数特别大，那么由于码序列的随机性，将有瓯≈或，这时自相关函数Ｒ（ｔ）弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证≈Ｏ。因此，根据自相关函数Ｒ（ｔ）的取值，即可确定两个随机噪声码序列是否 已经“相关”，或者说两个码序列的对应码元是否己完全“对齐’’【２７】。 假设ＧＰＳ卫星发射一个随机序列ｕ（０，而ＧＰＳ信号接收机在收到信号的同时 复制出结构与ｕ（ｔ）完全相同的随机序列“（ｆ），由于信号传播延迟的影响，被接收 的随机序列ｕ（ｔ）与甜（，）之间产生了平移，即对应码元已错开，因而Ｒ（ｔ）≈０。若通 过一个时间延迟器来调整，使它们的码元相互完全对齐，即有Ｒ（ｔ）＝１，那么就可 以从ＧＰＳ接收机的时间延迟器中，测出卫星信号到达用户接收机的准确传播时 间，再乘以光速便可确定卫星至接收机的距离。所以，随机噪声码序列良好的自 相关特性为ＧＰＳ测距奠定了基础。 ＧＰＳ伪噪声随机码的自相关特性对于信号解调过程来说是根本的。ＧＰＳ中的 伪随机噪声码的功率谱密度决定了发射和接收扩频信号所需要的通道带宽。了解 自相关的数学过程是非常重要的，这是因为ＧＰＳ接收机在码搜索和跟踪过程中要 发生非常类似的过程。自相关函数牵涉到对函数进行复现，并且在与原函数相乘 时移动其相位。当复现函数的相位与原函数相同时，ｘ＝０，便获得最大相关［２８１。 由于许多时间函数没有傅里叶变换，一般的过程是从自相关函数求得功率谱， 因为每种时间函数均可求得自相关函数。例如，真正的随机二进制码没有傅里叶 变换，但有自相关函数。在ＧＰＳ接收机中，与将复现的Ｃ／Ａ码与输入进来的卫星 Ｃ／Ａ码之间的相关（等效于自相关）联系在一起的积分与累加时间典型情况下是１＂－＂５ｍｓ（亦即１＂－－５个Ｃ／Ａ码周期）。除了在捕获模式下，积分和累加时间从来不超过５０ Ｈｚ的２０ ｍｓ的数据宽度，在捕获工作模式中，对于最大长度序列来说，短的积分和累加时间增加了出现高旁瓣的概率，这会导致接收机锁定在错误的峰值（一个旁瓣）上ｔ２９１。基于以上理由，选择了前面所述的戈尔德码作为Ｃ／Ａ码。３．１．２互相关函数和码分多址的性能 ＧＰＳ调制和解调的概念是以在不同的卫星使用不同的伪随机噪声码，但以相 同的基码速率和载频为基础的。这种调制解调技术被称为码分多址（ＣＤＭＡ），并 要求ＧＰＳ用户接收机综合出一个由卫星发射的伪随机噪声码的复现码，而且使这 个复现的伪随机噪声码相位移动以便于每颗被跟踪卫星的特定的伪随机噪声码发 生相关。在ＣＤＭＡ系统中每颗卫星使用的伪随机噪声码与任何其他卫星的伪随机噪声码必须有最小的互相关，在整个码周期内对于任何相位或多普勒频移的组合 均是如此。ＧＰＳ码的自相关特性已经讨论过了，ＧＰＳ码理想的互相关函数其定义 如下【３０ｌ：第三章弱信号的接收１９ＲＵ（ｆ）＝Ｉ川（ｆ）巩（ｆ＋ｒ）ｄｔ＝０（３－２）（３．２）中，ＰⅣ，（ｔ）是卫星Ｉ的伪随机噪声码序列； ＰⅣ，（Ｄ＝所有其他卫星Ｊ的伪随机噪声码序列，Ｊ≠Ｉ。 （３．２）说明卫星的伪随机噪声码序列与任何其他卫星的伪随机噪声码序列在 任何相位移动时都不相关。实际上这就和卫星在其它相关时间段之外具有所有希 望的０自相关特性不可能那样，也是不可能的。为了使ＣＤＭＡ鉴别技术生效，必须在所有使用的伪随机噪声码之间获得一定水平的互相关信号消除性能。由于ＧＰＳＰｍ码的码长为６．１８７１ｘ １０１２个码元，ＧＰＳＰ（Ｙ）码与任何其他ＧＰＳ Ｐ（Ｙ）码的互相关电平相对于最大自相关而言接近于．１２７ｄＢ。因此，任何ＧＰＳ卫星的Ｐ（Ｄ码与任何其他ＧＰＳ卫星信号在任何相位移ｔ时都可作为不相关对待１３１】。由于ＧＰＳ Ｃ／Ａ码的长度是一种在１０２３个码元条件下的折衷结果，在某种环 境中互相关特性可能较差。如表３．１所示，在任何两个码元之间有０多普勒频差的条件下，Ｃ／Ａ码的互相关函数其峰值电平相对于最大自相关来说可以差到只有．２４ｄＢ。表３．２说明，对于较大的多普勒频差，在最坏时间段内有１ ｋＨｚ的频差，互相关电平可差到一２１ ｄＢ。在一定的多普勒频差和天线增益条件下，这有可能造成假捕获。例如，对于不要的卫星，有可能其Ｃ／Ａ码信号比所希望的卫星的Ｃ／Ａ码信号最多可强达７ ｄＢ。如果所希望的卫星在离地平面不高的仰角上，多径反射损耗便要增大，再加上接收机天线在那里增益低，典型情况下要造成４ ｄＢ的净损 耗。如果不要的卫星的仰角高，大气损耗便要减小，再加上ＧＰＳ接收机天线增益变大，典型情况下造成３ ｄＢ的净增益。这种卫星仰角上的差异使其信号之间的差 距下降了７ ｄＢ。卫星上的天线阵增益随用户对两颗卫星的仰角差异而变化，对不 要的更强的卫星信号也会造成有另外２ ｄＢ增益的贡献。对于在相关过程中仅有２１ ｄＢＣ／Ａ码鉴别力的两颗卫星之间的情况，在期望的卫星信号和不要的信号之间差别只有２１．１６＝５ ｄＢ。相对于这种被承认的最坏情况，以及有可能的信号强度差而进行鉴别，对于Ｃ／Ａ码接收机来说可能是非常困难的，这会导致偶然的假捕 获。幸运的是，不可能长期跟踪不要的卫星信号，这是因为相关特性和多普勒均在迅速变化，导致ＧＰＳ接收机中发生失锁和重新捕获过程。重要的是，ＧＰＳ接收机设计要实现综合Ｃ／Ａ码搜索步骤，这种步骤要避免旁瓣和不要的卫星捕获【３２】。表３．１ Ｃ／Ａ码最大互相关功率（Ｏ多普勒频差）发生的累积概率０．２３ Ｏ．５０任何两种码之间的互相关／ｄＢ－２３．９ －２４．２弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证表３．２对于所有３２种码总结出的Ｃ／Ａ码最大互相关功率（多普勒频差的增量为１ ｋＨｚ）发生的 累积概率互相关互相关互相关互相关互相关 ＠Ａ＝５ｋＨｚ／ｄＢ―２１．９ －２４．２ －２６．４ －３０．４＠Ａ＝ＩｋＨｚ／ｄＢ＠△＿２ｋＨｚ／ｄＢ ―２１．‘ｌ －２４．２ －２６．４ －３０．４＠△一３ｋＨｚ／ｄＢ －２１．６ －２４．２＠Ａ＝４ｋＨ棚―２１．１ －２４．２ －２６．４ －３０．４０．００１ ０．０２ Ｏ．１ Ｏ．４－２１．１ －２４．２ －２６．４ －３０．４－２６．４―３０．４３．１．３弱信号捕获中引起假捕获的条件虽然伪随机噪声码在设计就具有很好的性能，即很强的自相关性和很弱的互 相关性，但是在弱信号的捕获中，强信号之间的互相关会对弱信号的自相关产生 非常严重的影响。在不考虑多普勒效应的情况下，伪随机噪声码的自相关峰值要比互相关峰值高２４ ｄＢ；而在考虑多普勒效应（１ ｋＨｚ的倍数）的情况下，伪随机噪声码的自相关峰值要比互相关峰值高２１ ｄＢ。那么当强信号与弱信号之间的功率相差２１ ｄＢ时，强信号与弱信号之间的互相关功率就能比拟到弱信号的自相关功率，便有出现假捕获的可能。当在室内、隧道中或者森林中时，由于有遮蔽物 的存在，接收到的经过反射的信号的强度都很弱。但是有很小的机率接收到直接 路径信号的强信号，下面通过一些图表来描述强弱信号功率之间的关系。 图３．１描述了室内和室外信号第Ｋ颗卫星功率比能探测到的最强信号的功率低２１ ｄＢ的概率；图３．２描述了室内和室外信号第Ｋ颗卫星功率比能探测到的最 强信号的功率低２４ ｄＢ的概率。如图３．１和３．２，横轴代表搜索到了第Ｋ颗卫星，纵轴分别代表了第Ｋ号卫星信号功率比最强卫星信号功率低２１ ｄＢ和２４ ｄＢ的概率。从图中可看出，室外的信号强度与室内的信号强度有着明显差别。随着Ｋ的增大，即搜索到更多的卫星时，接收到的强弱信号之间功率相差２１或２４ ｄＢ的概率越来越大。也就是搜索 到的卫星数目越多，发生假捕获的概率也就越低。对于处于室内的接收机来说，搜索到第６、７、８颗卫星能大幅的提高捕获精确度。 图３．３描述了在室内搜索到的卫星数目对捕获精概率的影响；图３．４描述了在第三章弱信号的接收２ｌ室外搜索到的卫星数目对捕获精度概率的影响。１００％０００／“一，．一一’ ，？，８０％ ７ｎ％，――室内ｌ６０％ 气ｎ％，．７●Ｉ／室外４０％ １ｎ％ ２０％ １ｎ％Ｏ ２ ３ ４ ５，?。．／’一一／／?７。／／一．一．一．！：＝：二―７７６ ７／８９图３．１第Ｋ号卫星信号功率比最强卫星信号功率低２１ｄＢ的概率１００％９ｎｑ么８０％一●７ｎ％●，．，一室内室外６０％Ｓｎ●％。｜ ｜ｊ ，４０％ｉ／气ｎ％ ２０％ １ｎ％Ｏ ２。，．一‘’。。／ 一一．二‘一７：：―／。．．，．／‘／３４５６７８９图３．２第Ｋ号卫星信号功率比最强卫星信号功率低２４ｄＢ的概率弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证ｌ９，，―一８７／―／，一６Ｓ／．－＿，一／――一，／４气２，／／一，一一，一Ｊ Ｉ Ｉ Ｉ Ｉ嘶似溉 似 ％似∞％ ％ ｏＤ４５６７３９卫星数目 图３．３室内平均误差百分比／ ，，／／／ ／ ／ ／／ ７／ 一 ／ ／／，．一ｍ∞ 加∞ 加∞ ｍ∞。％ ％ ％ ０４ＩＩ ５ｌＩ ７Ｉ６８９卫星数目图３．４室外平均误差百分比如图３．３和３．４，横轴代表搜索到了第Ｋ颗卫星，纵轴分别代表了室内和室外 环境中平均误差的百分比。，从高到低的曲线依次代表了定位精度范围为１５０米、 １００米、５０米和２５米。从图中可看到，随着搜索到的卫星数目的增多，捕获误差 在不断减小；同样，定位精度从２５米扩大到１５０米时，捕获误差也在不断减小。３．２互相关影响的消除３．２．１互相关描述通过上述的描述，需要采取一种机制来解决强信号对弱信号捕获所带来的影第三章弱信号的接收响。解决方法分为两步：探测和消除。首先ＧＰＳ接收机会通过一系列算法来进行 强信号互相关影响的探测过程，一旦探测出存在强信号的影响，那么下来就进入 到强信号互相关的消除过程，在消除过程中通过添加新的优化算法和在数字基带 芯片中加入处理电路，这样就能消除互相关的影响，避免假捕获。３．２．２互相关检测算法在捕获的过程中，通过计算接收到的卫星信号与本地产生的信号之间的互相 关来对信号进行判断，若相关结果的峰值超过预先定义的门限，则判断为捕获到，若没有超过门限的峰值，则判断为未捕获到。 互相关检测算法如下，分为两步：第一步在相关的结果中找出最大的８个峰值，即匹配滤波器模块的输出： ａ、排除所有的码相位与被检测的峰值码相位邻近的峰值（三个码片内的）： ｂ、在剩下的峰值中，如果没有峰值比Ａ大，那么考虑检测到的峰值为自相关 峰值； ｇ、如果有比Ｂ还多的峰值比Ｃ大，那么考虑这些检测到的峰值为互相关峰 值； ｄ、如果上述条件都未满足，那么这个测试不能决定结果，还要进行第二步测 试。 第二步测试是看整个的平方累加队列，即平方累加模块的输出： ｅ、排除所有的码相位在主峰值码相位附近的峰值：ｆ、对峰值超过Ｄ的数目进行计数；。ｇ、如果计数少于Ｅ，那么考虑检测到的峰值为自相关峰值。否则，考虑检测 到的峰值为互相关峰值。 上述算法中的参数值Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ和Ｅ都需要进行计算得出，目前还处于算法提出阶段，所以还没有具体的数值。３．２．３具体操作 两个信号的互相关定义为下：砭（ｒ）＝Ｉｘ（ｔ）ｙ（ｔ＋ｆ）ｄｒ（３―３）其中Ｘ和Ｙ是进行互相关运算的信号，ｔ是时间变量，ｆ是偏差。％（ｆ）是ｆ的函数，代表了相关运算的功率。假设Ｘ和Ｙ都是Ｇｏｌｄ码，则Ｒ（ｆ）就表示了在偏差‘，吃，…ｑ处的多个峰值。 在前面介绍过，ＧＰＳ信号可以简单的认为经过了适当的延迟和削弱的卫星信 号的线性组合。例如，在同一时刻下两个卫星的合成ＧＰＳ信号可以表示如下：弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证Ｓ（ｔ）２４ＤｌＰＮＩ（ｔ）ｃｏｓ（ｗｌｔ＋面１）＋４３２户ＩⅣ２（ｔ＋ｔｉｔ）ｃｏｓ［ｗ２（ｔ＋ｄｒ）＋≯２】（３－４）其中４和４是幅度值，ｑ和砬是ＧＰＳ卫星１和卫星２的数据位，州和ＰⅣ２是两个卫星的伪随机噪声码，ｗ和ｗ’是两颗卫星的多普勒频移（注意这是总的多 普勒而不是单独的Ｌ１频段上的多普勒），办和欢是两个信号的相关的载波相位， ｄｔ是两个卫星信号到达时间的相对偏差。用于与第２颗卫星进行相关的第１颗卫星的同相（ｉｎ ｐｈａｓｅ）和正交相（ｑｕａｄ ｐｈａｓｅ）相关输出为：是（ｆ）＝ＩＳ（ｔ）ＰＮ２（ｔ＋ｒ）ｅｘｐ｛ｊ（ｗ２，Ｉｔ＋ｆ】＋唬，）渺（３―５）吃，是本地产生的信号多普勒，办，是本地产生的信号载波相位，ｊ是虚数单位。这个相关结果可以看作两部分之和： （１）ＰⅣｊ的自相关；（２）州和刚：的互相关。强信号互相关消除的目的是要使恐（ｆ）等于自相关部分，这可通过从恐（ｆ）中 减去互相关部分得到。由于相关是一种线性操作，所以互相关的消除可以在计算 足（ｆ）的不同地方进行，即从恐（ｆ）中减去互相关。复合互相关部分可以表示如下：ｃ（ｆ）＝１４ｑ川（ｆ）ｅｘｐ｛／（ｗｌｆ＋办）护！Ⅳ２（ｔ＋ｒ）ｅｘｐ｛ｊ（ｗ２，【ｆ＋ｆ】＋九，））出（３?６） 其中的符号已经在前面定义，不再赘述。 在进一步的信号处理中有效的相关输出可以表示为：马。０）＝垦（ｆ）－Ｃ（ｆ）为了从相关输出中消除互相关，在接收机中所要进行的操作是：（３?７）ａ、计算自相关值并把结果保存到足（ｆ）；ｒ ｂ、计算互相关值并把结果保存到Ｃ（ｆ）； Ｃ、计算Ｒ（ｆ）一Ｃ（ｆ）的值，并把结果保存到足。（ｆ）；ｄ、重复上面的过程。为了精确计算Ｃ（ｆ），需要得到下面的参数：信号幅度４、数据位Ｄ１、州、卫星１的多普勒偏移Ⅵ、卫星１的载波相位办、ＰⅣ２、ｗ２，，欢，。Ｃ（ｆ）可以用三角恒等式合并余弦项，同相相位（Ｉ）的简化表达式如下：第三章弱信号的接收ｃ：（ｆ）＝１４Ｄ１ＰＮｌ（ｔ）ｃｏｓ（ｄｗ，２，幸ｆ＋ｄ办２，）尸札Ｏ＋ｏａｔ。 ．【３。８）＋Ｉ ４ＤｌＰＮ，ｅｏｓ（ｗｓｕｍｌ２Ｊ?ｔ＋≯ｓｕｍｌ２，）Ｐ札（ｔ＋ｒ）ｄｔ其中批，，是卫星１的多普勒和卫星２的本地多普勒之差，ｄ矽１２ｌ是卫星ｌ相位和本地卫星２信号的载波相位之差。ｗｓｕｍ。，，是多普勒之和，如“研Ⅲ是初始相位 之和。频率之和是一个高频项，通常假设它在积分中已经被抵消掉了，所以可以 直接忽略掉。在严格的条件下，当时间间隔不是求和频率的整数倍的时候，会有 一小部分剩余的累加值超出时间间隔。在处理一个非常强的信号和一个非常弱的 信号的互相关时，这种由频率求和引起的剩余的相关可能就非常显著。这个表达 式可以通过使用Ｇｏｌｄ码的互相关来进一步的简化，并且忽略高频项。如下： ｅ（ｆ）＝４ Ｉ ＤＩＰＮｌ（ｔ）ＰＮ２（ｔ＋ｒ）ｅｏｓ（ｄｗｌ２，ｔ＋ｄ办２ｆ）ｄｒ（３―９）为了计算Ｃ（ｆ），可独立于卫星１来计算理想的Ｇｏｌｄ码与载波旋转的互相关。 这就提出了一种可行的方法，即使用现有的经过多普勒旋转的值再进行匹配滤波， 然后规范化卫星１的信号，再旋转剩余多普勒并且在每次处理的末尾进行初始载 波相位偏差的估算。同时，由于计算是线性操作，就允许使用ＦＦＴ来计算并行互 相关模式下的倍频偏差。ｉ３．３系统结构描述下面从硬件角度详细介绍互相关的消除。 ３．３．１已有系统描述ＧＰＳ接收机由三部分组成：一个是前端部分，主要由天线和射频模块组成，射频模块又包含滤波器、放大器以及一个下变频器件，然后通过模数转换器将模拟信号变成数字信号送到第二部分。第二部分是数字信号的基带处理部分，这个部 分主要包括信号的捕获、跟踪、解调等，第三个部分主要是软件解算，主要负责 解算出导航信息。系统框图如图３．５，此处着重介绍第二部分即数字基带处理部分。弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证图３．５基带数据路径图首先，射频模块会对从天线接收到的数据进行降频和模数转换处理，这就使 得从卫星发出的频率为１５７５．４２ ＭＨｚ（１５４０ｆｏ）的模拟信号变成为了频率为４．０９２ｈ／Ｉ］＂ＩＺ（４ｆｏ）的数字中频信号。中频信号首先进入到采样压缩模块，先用１６ｆｏ的频率对４兀的中频信号进行采样，结果就变为１６五的数据。然后进行信号的同相（ｉｌｌ ｐｈａｓｅ）和正交相（ｑｕａｄ ｐｈａｓｅ）的分离。假设输入信号为Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）＝Ａｓｉｎ（２硝＋ｆ）其中，Ａ和Ｚ分别为输入信号的幅度和频率。（２－１８）如图２．１５，是一个典型的Ｉ―Ｑ信道分离结构图，图中的数字低通滤波器通常采 用有限脉冲滤波器（Ｆ取）实现。它的输出为两路经过分离的信号，并且两者之间 的相位差为９０。。输出信号可表示为Ｉ（ｔ）＝Ａｃｏｓ［２ ｚ（ｆ―ｆｏ）ｔ】，Ｑ（０＝Ａｓｉｎ［２ ｎ＇（ｆ―ｆｏ）ｔ】．（２―１９）其中，厶为本振频率，输出可组合成一个复数形式的信号表达式：Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）＝Ａ｛ｃｏｓ［２ ｚ（ｆ―ｆｏ）ｔ］＋ｊｓｉｎ［２ ｚ（ｆ―ｆｏ）ｔ】）２．Ａ 这样做有两个优点： （２―２０）ａ、若对两路输出都进行数字化，则输入信号的带宽可以增加一倍。这是由于 在时域中，如果采样频率为Ｚ，则当达到最高输入频率时，必须能够在一个周期 内获得两个采样样本以满足奈奎斯特采样速率，这样最高输入频率就为ｆ，／２。如果第三章弱信号的接收还有一个Ｑ信道的话，那么将会采样到大于两个样本值，最高输入频率可扩展到工。 ｂ、在Ｉ．Ｑ信道变换中保留了幅度信息。如果通过平方包络检波方式来获取输入信号的幅度值，则：刍：扫五画面乏百砑面画砑聃（２．２１）如果仅存在一个信号，根据（２．２１）计算的幅度值Ａ对每一个采样为一个常数。图３．６为Ｉ／Ｑ分离示意图。图３．６Ｉ／Ｑ分离分离后为了满足数据处理的要求，将数据率变为２．兀。进入到匹配滤波器模块。 匹配滤波器：数据下来进入到匹配滤波器模块中。在数字通信系统中，滤波 器是其中重要部件之一，滤波器特性的选择直接影响数字信号的恢复。滤波器有 两个作用，第一是使滤波器输出有用信号成分尽可能强；第二是抑制信号带外噪声，使滤波器输出噪声成分尽可能小。在此数字基带系统中用的是匹配滤波器，它的特点是使滤波器输出信噪比在某一特定时刻达到最大。数字基带中的匹配滤波器起到了两个作用：匹配和滤波。 匹配的过程是用本地码产生器所产生的本地码与经过采样压缩的卫星信号进行相关运算，以便利用Ｇｏｌｄ码良好的自相关特性捕获到卫星信号；滤波的过程则是对相关运算的结果进行低通滤波，以去除高频分量。 接下来的ＦＦＴ（快速傅里叶变换）模块将匹配滤波器的输出进行时域到频域的转换，以便估计信号的功率谱密度。平方累加模块对ＦＦＴ的频域数据输出进行平方累加，这是通信系统中的非相干 解调方式，具体的累加时间根据系统的需要可以设定．ｏ 峰值检测模块是对累加的结果进行判决，若累加值超过一个设定的门限值时， 便判断为捕获到了卫星信号，否则判断为未捕获到卫星信号。 具体算法如下： ａ、找到最高的两个峰值弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证ｂ、若这两个峰值相同并且都为最大，则判断为捕获成功。 ｃ、若多于两个峰值相同并且都为最大，则选择最后的两个峰值，这样做是为 了避免多径效应。 ｄ、若多于一个峰值相同，并且为第二大，则选择最后一个以避免多径效应。 通过以上算法，便能判决出捕获到的门限，然后将信号送入跟踪环中进行精确的对准，通过码环和载波环的调整，便能精确的确定所接收到的卫星信息，最后将对应卫星的导航电文送入软件部分进行导航解算，便能得到接收机的速度、位置和时间信息。还有两个存储器ＦＩＦＯ，用于存储处理过程中产生的数据。出于系统性能和芯片尺寸及功耗的综合考虑，跟踪电路复用了捕获电路，由ＣＰＵ进行电路的时分复用的控制。这里不再赘述电路。３．３．２弱信号接收系统的设计设计目标：通过以上的描述，通过给系统中加入一个互相关消除模块（筒记为：Ｅｏｃｃ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ｏｆｃｒｏｓｓ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ），用于消除互相关的影响。设计思想：在不改变原有系统结构的基础上，添加一个新模块，通过软件控制中断机制，在时间上复用原有的硬件系统，最终消除互相关。 复用的模块如下：采样压缩模块、匹配滤波器模块、ＦＦＴ模块。复用目标：在搜索弱信号的互相关运算法则操作过程中，最小化存储器的使用，最小化软件中断率，消除互相关影响。设计思想：将经过采样压缩模块处理的数据保存在ＦＩＦ０１中，此时的数据既 包含强信号数据，也包含弱信号数据。然后将数据分为两路进行处理，当然在硬 件上是通过时分复用实现的。一路为强信号处理路径，通过匹配滤波器和快速傅里叶变换模块，此时得到的是包含强信号影响的频域信号，然后将这个信号通过一个新的模块――强信号估计模块，此模块能从众多信号中区别出来强信号，依 据是强信号的功率明显高于弱信号。估算出的强信号送入快速傅里叶变换模块进 行时域到频域的转换，强信号同时也送入一个交叉模糊计算模块，此模块的功能 是计算已经估算出的强信号与弱信号的互相关，互相关的结果送入快速傅里叶变 换模块进行时域到频域的转换。另外一路为弱信号处理路径，将卫星接收到的信 号直接送入匹配滤波器中进行自相关，这其中也包含了三个分量：弱信号的自相关、强信号的自相关以及强弱信号之间的互相关。相关的结果送入到傅里叶变换 模块进行时域到频域的转换。此时就能得到混合信号的自相关功率、强信号的自相关功率、强弱信号的互相关功率。用混合信号的自相关功率减去强信号的自相关功率再减去强弱信号的互相关功率，便能得到弱信号的自相关功率，这就是所第三章弱信号的接收期望的结果。中间数据的存储是由ＦＩＦ０１和ＦＩＦ０２完成的。 系统划分：时分复用的电路图如图３．７所示。强信号处理路径弱信号处理路径图３．７互相关运算法则结构框图将图３．７中的强信号估计模块和交叉模糊计算模块统称为Ｅｏｃｃ模块（Ｅｏｃｃ。Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ｏｆｃｒｏｓｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）。在系统架构划分中，Ｅｏｃｃ模块的功能是在捕获和跟踪中强信号的参数的，并且计算输入到ＦＦＴ的强信号参数，其中的弱信号的相 关输出是由互相关的运算结果进行修正的。Ｅｏｃｃ模块是整个互相关消除算法电路 中的一部分，整个互相关消除算法还用到了高级架构中的其他模块的部分功能。例如：互相关幅度计算功能、强信号参数的估计功能、利用互相关修正弱信号的 自相关。加入Ｅｏｃｃ模块的系统框图如图３．８所示：弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证踪 据图３．８加入ＥＯＣＣ模块的系统框图３．３．３模块接口定义 互相关模块的数据输入是从采样压缩模块来的高速采样数据，控制信号是来 自于软件和时序控制器。输入可分类如下：输入数据：Ａ．来自于采样压缩模块的２ｆｏ数据。 Ｂ．来自于捕获或跟踪系统的强信号参数，包括：ａ、强信号卫星序号； ｂ、码相位；∥ｃ、载波多普勒；ｄ、载波相位； ｅ、数据位阵列； ｆ、数据位估计； ｇ、强信号幅度。 Ｃ．ＣＰＵ发出的时序控制信号，包括： ａ、强信号卫星处理时序； ｂ、强信号参数估计时序；√．第三章弱信号的接收ｃ、弱信号卫星处理时序；ｄ、ＦＩＦＯ时序控制；ｅ、交叉模糊函数计算定时控制。 Ｄ．存储器管理的存储器分布信息，包括：ａ、输入采样存储地址；。ｂ、相关输出存储地址；ｃ、ＦＩＦＯ地址控制。 Ｅ．ＣＰＵ发出的Ｅｎａｂｌｅ／Ｄｉｓａｂｌｅ控制信号。 Ｆ．控制参数，包括： ａ、修正参数；ｂ、弱信号相位偏差（弱信号搜索的不确定性）。Ｇ捕获时钟下数据的时序。。这个子系统的输出是为了作强信号互相关修正的弱信号的相关输出。这些输 出将在弱信号的探测和跟踪子系统中被用到。输出被存储在缓冲器中并且被峰值检测硬件电路处理。３．３．４具体操作这两路电路分为强信号处理电路和弱信号处理电路，它们的输入采样压缩模 块的输出。强信号处理路径用于估算出强信号的参数，包括强信号的码和载波的 频率和相位。估算出的结果然后用于修正弱信号的相关处理。修正的过程是一个 线性的推算过程。可用如下方程表示：Ｐｈａｓｅ（ｔ＋Ｔ）＝Ｐｈａｓｅ（ｔ）＋Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ｔ）木Ｔ（３―１０）其中ｔ是时间参数，Ｔ是弱信号处理过程中的参数。ｔ和Ｔ的计算要由硬件系统中的ＣＰＵ来完成。 弱信号处理有两种模式：ａ、弱信号自相关计算和ｂ、弱信号互相关计算。 ａ、弱信号自相关计算：此模式下匹配滤波器和ＦＦＴ对采样压缩模块的输出进行处理。数据率为２尼。 ｂ、弱信号互相关计算： 此模式下匹配滤波器对不包含噪声的数据序列进行计算。３２弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证３．３．５弱信号的相关运算在自相关运算模式下，匹配滤波器和ＦＦＴ子系统使用正常序列和数据路径对 压缩数据进行操作，根据处理模式的不同所选用的输入数据速率不同，通常是以２厶进行采样处理的。在互相关运算模式下。对无噪声序列进行匹配滤波操作，在载波频率补偿和 初始载波相位偏差为零补偿下计算强信号戈尔德码和弱信号戈尔德码的理论互相 关。保存这个互相关模式（交叉模糊函数）。每个码片的一次采样计算一次这个函 数。假设理论与交叉模糊函数积分的码相位偏移是０，计算所有的１０２３个采样点。可由下面的等式表示一Ｒｃｒｏｓｓ＝ｌＰＮｓｔｒｏｎｇ（ｔ）ｅｘｐ（ｊｗｓ幸ｔ）ＰＮｗｅａｋ（ｔ＋ｏａｔ（３―１１）积分区间为整个码周期，积分的结果以求和的方式表示，这是数字电路处理 所决定的，即用求和代表积分。ｒ的值从０到１０２２进行变化，这样就能包含了相 位偏移的所有可能值，这是因为一个Ｃ／Ａ码周期包含了１０２３个码片，ｆ值必须要 对１０２３个码相位进行轮循以保证积分的完整性。 弱信号码从码生成器被载入到匹配滤波器的输入。在适当的码相位偏移和如 （３―１１）中的载波旋转所表示的名义多普勒偏移时，强信号码同样从码发生器被 载入到匹配滤波器的输入。 与理论中描述的一样，可以计算出强信号和弱信号间的互相关，实际强信号戈 尔德码和弱信号码问的码相位偏移在跟踪或捕获时需要把理论互相关模式的偏移 用于实际码相位偏移。理论模式是在每个码片的一次采样时取样。因此必须定义 一个用于修正的模块以便使用一个码片的实际的码相位偏移。（３．１２）描述了偏移机制： ＣｒｏｓｓＣｏｒｒ（４）＝Ｒｃｒｏｓｓ（ｒ＋≯）ｌ‘?（３―１２）其中ｆ是强信号和弱信号间的码相位偏移。若ｆ是整数倍的码片数，则这个 偏移量就是正确的。一般而言，ｆ不是整数倍的码片，此时修正需要由软件进行。 强信号和弱信号间的多普勒差值也必须计算出，用来旋转理想的交叉模糊函 数交叉时间。交叉模糊函数的初始旋转由处理开始时的强信号和弱信号间的初始 载波相位差决定。交叉模糊函数的旋转通过旋转交叉模糊函数的综合输出完成的。这些理想化的交叉模糊函数被储存在存储器中，然后旋转。下面描述了这个旋转 的过程：Ｃｒｏｓｓ ＣｏｒｒＲｏｔａｔｅｄ（矽）＝Ｃｒｏｓｓ Ｃｏｒｒ（≯）木ｅｘｐ［２木ｐｉ宰（ａｆ宰疣＋却）】（３―１３）第三章弱信号的接收３３其中ａｆ是强信号和弱信号间的剩余多普勒偏移，为被多普勒影响的初始相位偏差应该为０ Ｈｚ，８ｔ是时间偏移，影是强信号和弱信号间的初始载波相位偏移。这个旋转需要在硬件中进行，并且要求在子系统中的旋转器中用。旋转同样 能说明强信号数据位的转换。强信号数据位时期在弱信号时期是具有代表性的，如果相干积分的弱信号时期是２０ ｍｓ，那么强信号的数据位转换必须在旋转中说 明。数据位转换说明如下：Ｃｒｏｓｓ ＣｏｒｒＲｏｔａｔｅｄ（矽）＝Ｃｒｏｓｓ Ｃｏｒｒ（矽）?ｅｘｐ［２枣ｐｉ宰（￡’厂丰田＋彤）】｝Ｄａｔａ口豇（矽）（３－１ ４）其中数据比特（Ｄａｔａ Ｂｉｔ）（≯）被可依是成ａ＋１或ａ－１，即选用早码或者晚码。 强信号数据比特的信息需要被存储起来，这是为了在强信号数据位改变时估计并 且消除影响。在快速傅里叶变换模块中此位置信息会被运用，以便于允许忽略在 强信号数据位改变时的弱信号自相关。这可以通过调零匹配滤波器的输出的特定的相关积分来完成。’标准化互相关是减去从计算出弱信号的自相关，为以后的处理储存结果。 快速傅里叶变换模块能直接计算出有频率偏移的弱信号相关。３．３．６控制消除互相关的子系统的控制流如图３．９所示。从图３．９中可以看出控制系统和 数据处理系统是如何配合工作的，存储器管理系统将存储器地址发送给采样压缩 模块和匹配滤波器模块，这就能确定这两个模块分别送入ＦＩＦ０１和ＦＯＦ０２的地址；时序控制器将由ＣＰＵ生成的时序分别发送给采样压缩模块、匹配滤波器模块和快速傅里叶变换模块，这样便能控制着几个模块中数据处理的时序，以最优化 系统性能，达到时分复用的效果；通道ＲＡＭ控制器接受从ＣＰＵ来的参数，包括 软件控制、强信号参数、弱信号参数、中断参数和时序／存储器参数，这些参数都 是由ＣＰＵ运算完成的。通道ＲＡＭ控制器负责将这些参数送入对应的模块中。弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证图３．９控制流时序图在图３．１０中描述了典型的互相关消除系统控制流的时序。它描述了处理一个 强信号和一个弱信号的情况，当有多个强信号和弱信号存在时，按照强信号处理过程和参数消除的需要，时序将会变得更加复杂。周期性的强信号处理图３。１０控制流时序图第三章弱信号的接收３５处理过程典型时序图如图３．１１和３．１２所示。图３．１１描述了用于存储采样压 缩模块输出数据的ＦＩＦ０１中存储强弱信号的顺序，图３．１２描述了用于存储匹配滤 波器模块输出数据的ＦＩＦ０２中存储强弱信号的顺序。图３．１ｌ在ＦＩＦ０１中处理过程延迟说明图３．１２在ＦＩＦ０２中处理过程延迟说明３６弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证这个处理过程表示了强信号处理和弱信号处理过程是不同步的。互相关模糊 功能在ＣＰＵ中进行计算，并且不会对时序造成约束。为了估算出强信号的参数， 只需对较小的数据量进行强信号处理。这种对参数的估计在捕获过程中是由软件 处理，而在跟踪过程中是由软件和硬件协同处理的。弱信号的自相关处理不需要 计算互相关，但是在相关结果被使用之前，互相关模糊功能必须通过偏移修正和多普勒旋转。典型的操作时序如下描述，括号中表示是由软件还是由硬件处理：ａ、强信号的输入采样信号（４ｍｓ）（硬件）；．ｂ、强信号参数估算（软件）；ｃ、弱信号的自相关处理（２０ｍｓ）（硬件）；ｄ、计算交叉模糊函数（硬件）；ｅ、推断强信号估计（硬件）；ｆ、偏移量改写和多普勒旋转（硬件）从自相关中减去（硬件）； ｇ、存储在ＲＡＭ中。 在软件中进行强信号参数估计会导致较高的中断率，所以需要在软件中计算 的参数可以放在硬件中处理。从实时模拟中看，２０ ｍｓ的中断率便能够满足互相 关消除功能的需要。３．３．７硬件和软件的接口硬件和软件的接口可以允许下列数据通过通道ＲＡＭ接口进行传输。下面所 提到的高速率是指２０ ｍｓ周期或者更低，低速率是指１００ ｍｓ周期或者更低。 从软件到硬件的数据，括号中表示处理速度为高速率还是低速率：ａ、对于每个弱信号卫星，强信号卫星（低速率）一直到４； ｂ、弱信号卫星（低速率）；ｃ、相关的时间（捕获时钟计数）（高速率）； ｄ、所有强信号卫星的强码相位（高速率）； ｅ、所有强信号卫星的强多普勒（高速率）； ｆ、所有强信号卫星的强载波相位（高速率）； ｇ、所有强信号卫星的强数据位传送时间点（低速率）；ｈ、所有强卫星的强数据位（当前数据位的估计）（高速率）： ｉ、所有强信号卫星的强信号振幅（高速率）； ．ｉ、弱码相位中心（低速率）； ｋ、弱码相位的不确定性（低速率）；第三章弱信号的接收３７ｌ、弱载波多普勒（低速率）；ｍ、弱载波相位（低速率）；ｎ、弱信号的时序（低速率）； ｏ、所有强卫星的交叉模糊函数修正参数。从硬件到软件的数据： ａ、强相关输出；ｂ、经互相关修正的弱相关输出。３．３．８匹配滤波器中的功能匹配滤波器中需要定义一种用于计算交叉模糊函数的模式。这种模式将会以 每个码片一个采样点的速率产生伪随机噪声码，并且计算交叉模糊函数。弱信号具有零频偏，强信号具有通常的多普勒频偏。弱信号码被用作参考码，并且生成ｌ比特的采样值。交叉模糊函数将被存储并且被传送到Ｅｏｅｅ模块中。初始的载波 相位偏移设置为零。初始的码相位偏差由外部编程设定（软件在强弱信号之间建 立起来初始的码相位偏差），码相位不确定性由外部控制（软件将会为交叉模糊函 数设置码相位不确定性）。软件还将设定额外的不确定性，这样就会计算出另外两 个互相关值。出于系统的要求，交叉模糊函数需要对一个码片进行１０２５个采样点 的计算。匹配滤波器能为１个码片中的１０２４个采样点计算交叉模糊函数。在初始 设计阶段，第１０２５个点被丢掉，这样会引起互相关消除过程中的性能损失。第 １０２５个采样的计算只是在全码相位搜索中需要，对于有限不确定性的搜索，第１０２５个采样是不需要的。 下面的算法是在匹配滤波器中执行的。此算法将能完成对最强的一组卫星的 处理。例如，如果第一号卫星到第四号卫星是强卫星组，在某一时刻第三号卫星不再是强信号卫星，那么此算法的职责就是确定第三号卫星不再是强信号卫星，为了管理通道ＲＡＭ接口，那么就要进行重新编号，第一、第二号卫星不变，将 第四号卫星变为第三号卫星。 循环（强信号卫星１－－４） ＜ 循环（１ｓｂ，ｍｓｂ）ａ、将弱信号卫星的码输入到寄存器中； ｂ、强信号进行信号处理（信号直接从码产生器中来而不是从ＦＩＦ０１中来）；ｃ、为匹配滤波器和相关累加器进行编程； ｄ、循环需要的码片数。 结束循环 ）．３８弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证３．３．９模块功能描述 ＦＦＴ模块：ＦＦＴ子系统从Ｅｏｃｃ模块中得到Ｅｏｃｃ的参数数据。这个数据包括 交叉模糊函数、修正参数和强信号参数。这个模块用内部旋转器计算互相关并量 化强信号幅度（强信号幅度量化是在软件中进行的），然后从弱信号相关中减去这 个值，结果存在ＮＣＳ存储器中或是跟踪缓冲器中。 交叉模糊函数的改写：修正参数可以定义为一系列包括三个增益和三个比率 的参数，包括早码、即时码、晚码的相关采样点。交叉模糊函数由（３．１５）定义：？竺Ｃ０玎（矽）＝国埘×Ｄ鲫劬∥（阳咖）＋国砒×Ｄ跚ｃ０厅（ｐ阳叩力（３－１ ５） ＋Ｇ口ｉｎ３×ＣｒｏｓｓＣｏｒｒ（１ａｔｅ）即时码表示交叉模糊相关码片与码相位偏差最接近（早码和晚码与即时码都 有一个码片的偏差），并且增益计算如下： Ｇａｉｎ（ｔ＋以）【１专３】＿Ｇａｉｎ（ｔ）［１专３】＋Ｒａｔｅ（ｔ）［１ｊ３】×ｄｔ 并且在通常的多普勒偏移下用于强信号和弱信号的计算。 使用一个线性滤波器就能将三个互相关的值组合成两个复数值并且送给ＦＩ叮进行运算。 ＣｏｒｅｌａｔｉｏｎＢｉａｓ＝ｐＦｉｔＢｉａｓ［１］ｘＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ［Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｌｎｄｅｘ＝１］＋ ｐＦｉｔＢｉａｓ［２］ｘＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ［Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｌｎｄｅｘ＋Ｏ】＋ ｐＦｉｔＢｉａｓ［３］ｘＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ［Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｌｎｄｅｘ－－１】、 ＣｏｒｅｌａｔｉｏｎＲａｔｅ＝ｐＦｉｔＲａｔｅ［１］ｘＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ［Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｌｎｄｅｘ＋１】＋ ｐＦｉｔＲａｔｅ［２］ｘＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ［Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｌｎｄｅｘ＋０］＋ ｐＦｉｔＲａｔｅ［３］ｘＣｒｏｓｓＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ［Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｌｎｄｅｘ－－１】 ｍｉｓｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ＝（ＣｏｒｅｌａｔｉｏｎＢｉｓａ＋ｍｓＮｕｍｂｅｒｘＣｏｒｅｌａｔｉｏｎＲａｔｅ） （３―１７） （３―１６）ｍｓ。增益修正参数和比率修正参数是从软件中读取的，读取速率为２０ ｍｓ／１００ｐＦｉｔＢｉａｓ的值是增益ｌ到３的值，ｐＦｉｔＲａｔｅ的值是比率１到３，ｍｓＮｕｍｂｅｒ等于ｄｔ。初始相位旋转：初始相位旋转补偿由（３．１８）定义：ＣｒｏｓｓＣｏｒｒＲｏｔａｔｅｄ＝ＣｒｏｓｓＣｏｒｒ ｘｅｘｐ（ｊ ｘ ｄ矽＋Ｋ ｘ ｍｓ）（３－１ ８）其中ｍｓ是积分时间，Ｋ是乘数因子。 强信号振幅补偿：强信号幅度补偿由（３．１９）定义：第三章弱信号的接收３９Ｃｒｏｓｓ Ｃｏｎ＂Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ＝Ｃｒｏｓｓ ＣｏｒｒｘＡｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｅｓｔｉｍａｔｅ（３―１ ９）幅度补偿和增益计算是紧密联系的，增益和强信号的幅度都是由软件量化的。 算法实现：下面的算法将会在ＦＦＴ子系统（ＳＳ３）中执行循环（强信号Ｅｏｃｃ，１．４都有可能）。．ａ、载入互相关模糊功能；ｂ、推断出强信号和修改Ｔ１时间上的参数；ｃ、修改使用修改的方程； ｄ、利用初始载波相位进行旋转；ｅ、在一个队列中累加总的互相关；ｆ、载入弱信号自相关功能；ｇ、从弱信号的自相关中减去总的互相关；ｈ、载入ＦＦＴ的输入。捕获模块：捕获功能可以提供弱信号搜索参数，也能提供基于强信号捕获数 据的强信号参数估计，已经在前面描述。 跟踪模块：跟踪功能能让跟踪环估计强信号参数，已经在２．３节中描述。 Ｅｏｃｃ模块：Ｅｏｃｃ模块将强信号参数和修正参数作为输入，并且计算ＦＦＴ模 块需要的Ｅｏｃｃ中的参数。包括强信号参数的修正和相位偏移的交叉模糊函数修 正。所有的这些功能在前面进行了描述。３．３．１０软件操作强信号参数计算：软件能计算强信号参数。在强信号的捕获过程中，系统会 分配较多的资源用于强信号的处理，而在强信号的跟踪过程中，系统会分配较少的资源用于强信号处理。 互相关消除算法的判定条件：何时使系统进入互相关消除状态是由软件负责 控制的，包括有多少个强信号卫星信号需要从弱信号相关中消除，哪一个强信号需要消除等。这些功能都是在始终跳变或者ＣＰＵ发中断时启动的。在弱信号搜索时检测到强信号或者在相关运算的结果发生溢出时系统都会发出一个中断。以中 断作为处理依据就会使得系统不会在有些时候出现错误，包括进行弱信号相关时 突然出现强信号或者软件花费太长时间来判断哪个强信号需要被消除掉。在捕获过程中强信号是否被消除由下面的算法决定：ａ、强信号功率比弱信号功率高１５ ｄＢ以上；．一ｂ、强信号的多普勒频移比弱信号的多普勒频移高ＸＸ ＫＨｚ以上（具体数值待定）。 在跟踪中，对于强信号卫星的较小的码相位窗（前面介绍过的时频窗搜索）， 可以通过连续使用交叉模糊函数来消除互相关的影响。这就潜在的提高了弱信号弱信号ＧＰＳ接收机结构设计及验证的跟踪性能。 修正增益和比率的计算：软件能进行修正参数的估计算法，也就是进行早码、即时码和晚码的修正的增益和比率的计算。由下列运算法则来定义修正参数： ａ、对于弱信号的码相位偏移矽，增益１，增益２和增益３由最小化误差函数 来进行计算。这个是在整个码片周期上进行的：Ｅｒｒｏｒ＝［ＰＮ２（ｔ一＃）－Ｇａｉｎｌ ｘ ＰＮＺ（ｔ―ｅ）一Ｇａｉｎ２ ｘ ＰＮ２（ｔ－ｐ）一Ｇａｉｎ３ ｘ ＰＮ２（ｔ―１）】２（３―２０）ｂ、增益的比率通过最小化上述的误差函数来计算，中间要用到步骤（１）中的增益。需要最小化的误差函数由（３．２１）定义：Ｅｒｒｏｒ＝［ＰＮ２＇（ｔ－彩－Ｃ－ａ／ｎｌ怫ＰＮ２（ｔ－ｅ）－Ｇａｉｎｌ｝ＰＮ２＇（ｔ一曲一Ｃａｉｎ２峰ＰＮ２（ｔ一力（３―２１） 其中‘表示时间（ｔ）的比率，最小化在整个码周期上进行。这些计算是比较精 确的，并且所需的计算速率很低。这些计算依赖于伪随机噪声码码的理论值，是 非线性的计算，存储后实时使用。 注意：这些增益和速率的计算都是针对理想伪随机噪声码码。如果ＲＦ／ＩＦ滤 波器改变了伪随机噪声码信号形状，那么在伪随机噪声码２时序和速率就要说明。 算法实现：下面的算法会在软件中执行循环（所有的卫星／通道） ａ、载入跟踪系统数据； ｂ、判断卫星是否是强信号卫星；ｃ、判断参数和他们的时间的适用性。 循环（所有的卫星／通道）ａ、载入捕获系统数据； ｂ、判断是否在进行弱信号卫星搜索；．ｃ、判断搜索的不确定性； ｄ、判断前面循环中的哪个强信号卫星需要被去除掉；ｅ、为每颗强信号卫星的互相关模糊功能确定修改的参数；ｆ、为每个弱信号搜索通道读取通道参数，这些参数是在前面定义的。３．３．１１适用条件ａ、当对被延迟处理的数据进行存储时，缓冲器的存储量要尽量大些，若不够第三章弱信号的接收４１大则会造成不确定性的搜索范围很小。这就限制了弱信号的搜索； ｂ、当一个强信号数据比特的跳变被侦测到时，弱信号的跳变就会被忽略。这 就意味着若连续出现四颗强信号卫星，并且每颗卫星有４毫秒的数据，那么就会有将近２０毫秒的弱信号卫星的数据被忽略。这也会限制了此篇文章的算法；ｃ、当在进行弱信号搜索时，若出现了一个强信号，那么软件将会很快的进行 响应。例如从室内走到室外； ｄ、强信号的延迟处理将能解算出强信号的数据比特和信号幅度； ｅ、强信号处理中的从捕获到跟踪的模式转换还没定义，如果没有在硬件中，那么软件将必须在这种模式转变下控制强信号参数的传送。在高级构架下，从捕获到跟踪的模式转换是被假定的。第四章仿真与测试４３第四章仿真与测试如上所述，弱信号接收机的设计必须从各个方面加以综合考虑，它涉及到对信号特性的研究、电路和架构的设计以及考虑软硬件协作等诸多方面。同时，ＧＰＳ 系统中的弱信号又是一项由工业界提出的、应用性很强的实验课题。所以在以上 对ＧＰＳ弱信号接收方法进行理论分析、讨论的基础上，本人利用在西安华迅微电子 有限公司实习的机会，进行了实验验证工作。４．１仿真原理根据前面所述的原理和设计的系统架构，下面进行仿真。 ＧＰＳ系统共有２}