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浅谈如何实现LLC LED驱动器简化设计
来源：互联网
作者：秩名日 15:17
[导读] 本文将讨论一种被称作脉宽调制（PWM）LED亮度调节的设计方法，其允许LED负载随亮度调节变化的同时让dc/dc传输函数保持恒定。
　　相比过去使用的老式、笨重的阴极射线管（CRT）显示器，现在的平板数字电视和显示器要薄得多。这些新型平板电视对消费者非常有吸引力，因为它们占用的空间更小。
　　为了帮助满足消费者需求并使这类数字设备变得更薄，一些厂商转向使用LLC 谐振半桥转换器来为这些设备的发光二极管（LED）背光提供驱动。这是因为，利用这种拓扑结构所实现的零电压软开关（ZVS）可带来更高效的高功率密度设计，并且要求的散热部件比硬开关拓扑更少。
　　这类拓扑设计存在的一个问题是LLC dc/dc传输函数会随负载变化而出现明显变化。但是，这样会使在LED驱动器中建立LLC控制器和补偿电流环路变得更加复杂。为了简化这一设计过程，本文将讨论一种被称作脉宽调制（PWM）LED亮度调节的设计方法，其允许LED负载随亮度调节变化的同时让dc/dc传输函数保持恒定。
　　研究传输函数（M（f））的LLC谐振半桥dc/dc
　　LLC谐振半桥控制器dc/dc（请参见图 1）是一种脉冲频率调制（PFM）控制拓扑。半桥FET（QA和QB）异相驱动180，并利用一个电压控制振荡器（VCO）调节/控制频率。这反过来又能调节谐振电感（Lr）形成的分压器阻抗、变压器磁电感（LM）、反射等效阻抗（RE）和谐振电容器（Cr）进行调节。仅有LM中形成的电压通过变压器匝数比（a1）反射至次级线圈。
　　图1 LLC 谐振半桥/控制器
　　我们可以标准化和简化一次谐波近似法传输函数 M（f） 的使用。M（f） 的方程式 4中，标准化的频率（fn）被定义为开关频率除以谐振频率（fO）。尽管只是一种近似值方法，但在理解M（f）如何随输入电压、负载和开关频率变化而变化时，该简化方程式还是非常有用的。
　　调节dc电流以调节LED亮度
　　LLC谐振LED驱动器中实现LED亮度调节的一种方法是调节通过LED的dc电流。这样做存在一个问题：DC电流变化后，LLC的输出阻抗也随之改变。如果考虑不周，则这种变化会带来M（f）变化，从而使LED驱动器设计变得更加复杂。
　　负载变化带来的问题
　　设计一个半桥转换器并不是一件容易的事情。设计人员要根据ZVS要求选择磁化电感（LM）。他们还要调节a1、Cr和Lr，以获得理想的M（f）和频率工作范围。但是，M（f）会随Q变化而改变，而Q又会随着输出负载（RL）变化而变化。详情请参见图2。
　　谐振LLC半桥LED的M（f） 变化会使电压环路补偿和变压器选择变得更加困难、复杂和混乱，因为在设计过程中需要考虑的各种变化实在太多了。
　　图2 M（f） 随负载而变化。
　　不断变化的LLC增益曲线（M（f））会在反馈环路中引起电压控制振荡器（VCO） 的控制问题。VCO一般由一个反馈误差放大器控制（EA（参见图 1））。开关频率随EA输出升高而降低以提高LLC增益，并在EA输出下降时增高。理想情况下，在一个LLC半桥设计中，M（f） 增益需在其最大开关频率下以最小值开始，同时M（f）随频率降低而上升。
　　正常工作时的理想M（f）范围为虚线右侧部分（请参见图2）。我们把这一区域称作电感区，这时LLC工作在ZVS下。虚线左边为电容区，在该区域内主级开关节点上没有ZVS。在大信号瞬态期间，EA会驱动VCO，要求更低的开关频率，以提高增益。结果是，M（f）增益工作在虚线左边区域，可能达不到理想增益，无法满足控制环路需求。
　　这时，ZVS丢失，并且反馈环路会让LLC控制器一直锁闭在该区域内。现在，反馈误差放大器尝试要求更低的开关频率，以提高功率级无法达到的增益，因为转换器可能工作在图2中虚线的右边区域。ZVS丢失时，FET QA和QB消耗更多功率，FET会因过热而损坏。为了避免设计中出现这种问题，需要对所有M（f） 曲线进行分析，然后适当地限制最小开关频率（f），以防止转换器（M（f））工作在图2中虚线的左侧区域。
　　PWM 亮度调节简化设计过程
　　对于要求亮度调节的 LLC 谐振半桥 LED 驱动器而言，简化设计过程的一种方法是使用一种被称为 PWM 亮度调节的技术。图 3 显示了一个 LLC 转换器的功能原理图，它的 LLC 控制器便使用了这种 PWM 亮度调节技术。在我们的例子中，我们使用了 UCC25710。
　　图 3 使用 PWM 亮度调节技术的 LLC 半桥 LED 驱动器。
　　这种技术利用一个控制 FET QC 的固定低频信号 （DIM），它以逻辑方式添加至QA 和 QB FET 驱动。DIM 信号为高电平时，LED 背光灯串被控制在某个固定峰值电流 （VRS/RS）。一旦 DIM 变为低电平，QA、QB 和 QC 立即关闭。QA、QB 和 QC 关闭后，LED 二极管便停止导电，同时输出电容器 （COUT）存储能量，以备准时开始下一个 DIM 周期。更多详情，请参见图 4 所示波形。
　　图 4 PWM 亮度调节波形
　　通过调节 DIM 信号的占空比 （D） 实现对平均二极管电流 （ID） 的调节，从而控制 LED 的亮度。
　　尽管 LLC 谐振半桥从主级到次级为 LED 供电，但是负载 （RL） 到LLC传输函数 （M（f）） 依然恒定，即使 LED 的平均电流随占空比而变化。
　　使用固定 RL 且给定 Lr、Cr 和 LM 时，等效反射阻抗 （RE） 恒定，Q 保持不变。这时仅得到一条 M（f） 曲线，其随频率（请参见图 5）变化，而不受使用变量 RL 的传统 LED 亮度调节方法得到的多条曲线（请参见图 2）的影响。在设计中只处理一条 M（f） 曲线，让环路补偿和变压器选择变得更加简单，从而简化设计过程。另外，设置最小开关频率时还需要注意另一条曲线，以确保 ZVS 得到维持。这时，最小f设置为单 M（f） 曲线的峰值（请参见图 5）。
　　图 5 使用 PWM 亮度调节技术驱动 LED 的 M（f）
　　设计一个 LED 驱动用 LLC 谐振半桥转换器并不容易。传统 LLC的dc/dc 增益随负载变化会有较大范围的变化。我们需要对许多条增益曲线进行评估。这让环路补偿和变压器设计/选择变得更加复杂和混乱。要想简化设计过程，把 LLC 和 PWM 亮度调节技术组合使用是一种较为理想的选择。这是因为 LLC 在供能期间会承受固定负载 （RL），但在亮度调节期间 LED 电流会出现变化。结果是，LLC 增益变化更小，从而让环路补偿和变压器选择/设计更加简单。
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LLC半桥谐振电路的设计与应用
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(5) , 一种led驱动控制电路
本发明公开了一种LED驱动控制电路，该LED驱动控制电路主要包括PFC控制电路、LLC控制电路和控制芯片；所述的PFC控制电路包括IC供电电路和启动电路、PFC MOSFET驱动电路、电压检测电路和补偿电路；所述的控制芯片是指芯片PLC810PG；所述的LLC控制电路采用的是半桥谐振拓扑结构。本发明用于提高LED驱动控制电路的工作效率，使其工作效率达到90.5％，功率因数大于0.98，减小开关损耗。
1. ー种LED驱动控制电路，其特征是，包括PFC控制电路、LLC控制电路和控制芯片，所述的PFC控制电路包括IC供电电路和启动电路、PFC MOSFET驱动电路、电压检测电路和补偿电路；所述的控制芯片是指芯片PLC810PG ;所述的LLC控制电路采用的是半桥谐振拓扑结构。
2.根据权利要求1所述的LED驱动控制电路，其特征是，所述的PLC810PG芯片中PFC与LLC工作频率相同，设定开关频率为90kHz，用于减小磁芯尺寸和増加PFC的效率。
3.根据权利要求2所述的LED驱动控制电路，其特征是，所述的IC供电电路是由ー个升压电感加上ー个偏置绕组，并由第一ニ极管（Dl)、第二ニ极管（D2)、第一电容（Cl)、第二电容（C2)、第一电阻（Rl)组成的倍压电路构成；所述的供电电路经串联电阻与控制芯片第7引脚相连接。
4.根据权利要求2所述的LED驱动控制电路，其特征是，所述的启动电路是由第一三极管（Ql)、第二三级管（Q2)、第三三极管（Q3)、第三ニ极管（D3)、第四ニ极管（D4)、第五ニ极管(D5)、第三电容(C3)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第五电阻(R5)、第六电阻(R6)构成，电流经过整流桥经功率电阻R4通过三极管（Q2)对第三电容（C3)充电，为所述的IC供电电路提供启动偏置；所述的功率电阻R4选取2W，用于防止启动时因过热烧毀。
5.根据权利要求2所述的LED驱动控制电路，其特征是，所述的PFCM0SFET驱动电路中的MOSFET串联ー个图腾柱并与控制芯片的第6引脚相连接；所述的PFC MOSFET驱动电路采用了成本更低的超快恢复ニ极管取代碳化硅或者其它专用ニ极管，用于减小反向恢复损耗来提供更高的效率；所述的PFCM0SFET驱动电还采用了ニ极管（Dl)处于连接在PFC输出电容上，用于防止PFC刚开始工作时浪涌电流导致升压电感饱和并对三极管（Q2)和ニ极管(D2)造成应カ过高。
6.根据权利要求2所述的LED驱动控制电路，其特征是，所述的半桥LLC谐振电路采用零电压开关技术，使MOSFET在零电压时导通，用于减小冲击电流，降低开关损耗，提高电源效率；所述的半桥LLC谐振电路上MOSFET与所述控制芯片第12引脚相连接，下MOSFET与所述控制芯片第10引脚相连接。
7.根据权利要求1到6中任一项所述的LED驱动控制电路，其特征是，所述的LED驱动控制电路还包括EMI滤波电路、整流滤波、辅助电源和LLC反馈电路；所述的EMI滤波电路连接整流桥；所述整流滤波采用的桥式整流，一路连接PFC输入，另一路连接PFC输出；所述的LLC反馈电路与所述控制芯片的第20引脚相连接。
—种LED驱动控制电路
[0001 ] 本发明属于开关电源技术领域，可用于LED驱动控制电路，用于提高LED驱动电源工作效率，增大功率因数，减小开关损耗。
[年11月4日国家正式发布了白炽灯淘汰路线图。这就给下一代LED照明光源带来了极大的发展空间和市场前景。目前，LED均采用直流驱动，所以不能使用交流市电直接驱动，需要在两者之间加电源转换适配器，即LED驱动电源。它的功能就是把交流市电转换成可供LED使用的直流电。
[0003] 在采用DC-DC电源的LED照明应用中，LED驱动方式有电阻型、线性稳压器及开关稳压器等。在电阻型驱动方式中，调整与LED串联的电流检测电阻即可控制LED的正向电流，这种驱动方式易于设计、成本低，且没有电磁兼容（EMC)问题，劣势是依赖于电压、需要筛选LED，且能效较低。线性稳压器同样易于设计且没有EMC问题，还支持电流稳流及过流保护，且提供外部电流设定点，不足在于功率耗散问题，及输入电压要始终高于正向电压，且能效不高。而本发明由于PFC控制器内部还包含乘法器，矫正后的功率因数可达92% -99%，电源整机效率可达到90%。开关稳压器通过PWM控制模块不断控制开关（FET)的开和关，进而控制电流的流动。开关稳压器具有更高的能效，与电压无关，且能控制亮度，不足则是成本相对较高，复杂度也更高，且存在电磁干扰（EMI)问题。本发明由于PFC频率和相位与LLC保持严格同步，不仅减小了 PFC输出电容中的纹波电流，还降低了电磁干扰。
[0004] 而在采用AC-DC电源的LED应用中，要提供更高的AC-DC转换能效，就涉及到成本、尺寸、性能规范及能效等因素之间的折衷问题。例如，若使用更高质量的元件、更低导通阻抗，就可降低损耗及改善能效；降低开关频率一般会改善能效，但却会增加系统尺寸。诸如谐振这样新的拓扑结构提供更高能效，却也增加设计及元件的复杂度。而本发明采用了 PLC810PG设计了 LED驱动控制电路，由于芯片PLC810PG将功率因数校正器（PFC)和半桥LLC控制器集成在一个芯片中，可大大简化外围电路设计，又能够通过外围电阻来设定LLC的最高工作频率，并可通过精确配置两个开关管的死区时间来减小MOSFET的损耗，而且PLC810PG构成的PFC电路工作在连续导通模式（CCM)。半桥型LLC控制器采用零电压开关（ZVS)技术，使MOSFET能在零电压时导通，不仅减小了冲击电流，还降低了开关损耗，提高了电源效率。
[0005] 本发明主要是用于LED驱动电源，是采用了芯片PLC810PG设计的LED驱动控制电路，迄今为止，尚未见到将该项技术用于LED照明驱动的报道。
[0006] 本发明提供了一种LED驱动控制电路，用于提高LED驱动电源工作效率，使其工作效率达到90.5%，功率因数大于O. 98，减小开关损耗。该驱动控制电路能够正常实现150W恒流输出，EMC达标，所述LED驱动控制电路最主要的是PFC控制电路、LLC控制电路和PLC810PG芯片。
[0007] 为了达到上述目的，本发明采用了如下的技术方案：一种LED驱动控制电路，包括PFC控制电路、LLC控制电路和控制芯片，所述的PFC控制电路包括IC供电电路和启动电路、PFC MOSFET驱动电路、电压检测电路和补偿电路；所述的控制芯片是指芯片PLC810PG ；所述的LLC控制电路采用的是半桥谐振拓扑结构。
[0008] 所述的PLC810PG芯片中PFC与LLC工作频率相同，设定开关频率为90kHz，用于减小磁芯尺寸，增加PFC的效率，减小PFC输出电容的纹波电流和降低电磁干扰。
[0009] 所述的IC供电电路是由一个升压电感加上一个偏置绕组，并由二极管D1、二极管D2、电容Cl、电容C2、电阻Rl组成的倍压电路构成；所述的供电电路经串联电阻与控制芯片第7引脚相连接。
[0010] 所述的启动电路是由三极管Q1、三级管Q2、三极管Q3、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D5、电容C3、电阻R2、电阻R3、电阻R5、电阻R6构成，电流经过整流桥经功率电阻R4通过三极管Q2对电容C3充电，为所述的IC供电电路提供启动偏置；所述的功率电阻R4选取2W，用于防止启动时因过热烧毁。
[0011] 所述的PFC MOSFET驱动电路中的MOSFET串联一个图腾柱并与控制芯片的第6引脚相连接；所述的PFC MOSFET驱动电路采用了成本更低的超快恢复二极管取代碳化硅或者其它专用二极管，用于减小反向恢复损耗来提供更高的效率；所述的PFC MOSFET驱动电还采用了二极管Dl处于连接在PFC输出电容上，用于防止PFC刚开始工作时浪涌电流导致升压电感饱和并对Q2和D2造成应力过高。
[0012] 所述的半桥LLC谐振电路采用零电压开关技术，使MOSFET在零电压时导通，用于减小冲击电流，降低开关损耗，提高电源效率；所述的半桥LLC谐振电路上MOSFET与所述控制芯片第12引脚相连接，下MOSFET与所述控制芯片第10引脚相连接。
[0013] 所述的LED驱动控制电路还包括EMI滤波电路、整流滤波、辅助电源和LLC反馈电路；所述的EMI滤波电路连接整流桥；所述整流滤波采用的桥式整流，一路连接PFC输入，另一路连接PFC输出。所述的LLC反馈电路与所述控制芯片的第20引脚相连接。
[0014] 综上所述，通过本发明所述的电路、配置及方法实现了高效率高功率因数的LED驱动控制电路，减小了 LED驱动控制电路的复杂程度，降低了开关损耗。
[0015] 图1是本发明LED驱动控制电路结构框图；
[0016] 图2是本发明IC供电电路和启动电路的电路图；
[0017] 图3是本发明PFC MOSFET驱动电路和检流电路的电路图；
[0018] 图4是本发明电压检测电路和补偿网络的电路图；
[0019] 图5是本发明半桥式LLC谐振变换器的电路图。
具体实施方式
[0020] 下面结合实施例对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0021] 图1给出了本发明LED驱动控制电路的结构方框图，如图1所示，该LED驱动电路主要包括输入电路、PFC控制电路、控制芯片、LLC控制电路和输出电路，控制芯片PLC810PG。
[0022] 图2给出的是本发明IC供电电路和启动电路，如图2所示，通过给升压电感增加一个偏置绕组构成IC供电电路，并由二极管Dl、D2，电容C1、C2，电阻Rl构成倍压电路对其整流滤波，形成相对独立的偏置电压。兀器件三极管Ql、Q2、Q3,稳压管D3、D4、D6, 二极管D5，电容C3，电阻R2、R3、R5、R6构成偏压稳压器和启动功能。Bridge+是整流桥的正极输出端，电阻R4通过三极管Q2对电容C3充电和为IC提供启动偏置。由于启动瞬间在电阻R4上的功耗较大，发热量也是其它电阻器的数倍，需要使用功率电阻，而在选择电阻器的功率时又必须降额使用。在这里选取2W的功率电阻，防止在启动时因过热而烧毁。三极管Q2的电压被稳压管D4钳位于15V，三极管Ql会在主偏置电源达到稳定时导通，从而使三极管Q2截止，将启动电路断开。三极管Q3、电阻R6、稳压管D6则形成一个简单的射极跟随器，使输出电压经电容C3滤波之后，可以持续稳定的给IC供电。
[0023] 图3给出的是本发明PFC MOSFET驱动电路和检流电路，如图3所示，电容C2、C3，电感L、场效晶体管Q3和二极管D4组成了一个连续导通模式的Boost功率因数校正电路。三极管Q1、Q2，电阻R3、R4以及磁环Fl用于缓冲来自控制器PLC810PG的PWM驱动信号，以稳定驱动场效晶体管Q3的导通与截止。电阻R4能够对场效晶体管Q3的关断速度进行调整，以便优化二极管D4和场效晶体管Q3之间的损耗。电容Cl构成驱动电路的旁路，以滤除驱动信号受干扰后叠加的高频信号，防止误动作，PFC级的检流电阻是电阻Rl和R2。这两个并联电阻的电压被钳位在两个二极管D2和D3的串联压降上，为IC提供电流检测输入保护，防止故障发生时损坏1C。在电路刚通电时，二极管Dl处于导通状态且连接在PFC输出电容（C3)上。这样设计主要是为了防止PFC刚开始工作时的浪涌电流导致升压电感L饱和并对三极管Q2和二极管D2造成应力过高。电容C2放置在PFC MOSFET和二极管附近，用来减小场效晶体管Q3、二极管D4和电容C3周围的EMI。
[0024] 图4给出的是本发明电压检测电路和补偿网络，如图4所示，PFC升压后的输出电压通过电阻R3、R4、R5、R6、R7和R8反馈到升压电压检测引脚（PLC810PG的FBP)。电容C5用于过滤噪声，电容Cl、C2和电阻Rl用于提供PFC的频率补偿。大信号出现时开关管Ql导通，旁路电容C26，这使得在大的负载阶跃出现时，PFC控制回路能够快速响应。图中的检流电路由电阻R2和电容C3对PFC电流检测信号进行滤波，然后接入IC的ISP引脚。GATEP引脚的PFC驱动信号通过电阻R9传送到MOSFET的驱动电路使主开关工作。
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[0029] 经换算可得，
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近似串联而成。
[0032] 图5给出的是本发明半桥式串联LLC谐振变换器，如图5所示，LLC控制电路采用的是半桥式串联LLC谐振变换电路，半桥由两只MOSFET (Q1、Q2)构成，由LLC控制器直接驱动。MOSFET管Ql和Q2总是以50%的占空比反复交替通断，它们的开关频率取决于反馈环路C为谐振电容；Lr为串联谐振电感；Lm为励磁电感；二极管Dl和D2为输出整流二级管；电容Co则是输出滤波电容。
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