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高保真度的调频广播信号常常有很大的频偏。调频信号的产生首先经过窄带调频，然后用倍频的方法得到所需的频偏
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高保真度的调频广播信号常常有很大的频偏。调频信号的产生首先经过窄带调频，然后用倍频的方法得到所需的频偏。设调制信号最高频率为15kHz，窄带调频的最大频偏为25Hz，问经过3000倍频后的宽带调频信号的最大频偏等于多少？窄带调频信号和宽带调频信号的调频指数各等于多少？调频广播的带宽等于多少？
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1在LC正弦波振荡电路中，不用通用型集成运算放大器作放大电路的原因是其上限截止频率太低，难以产生高频振荡信号。
)2当集成运放工作在非线性区时，输出电压不是高电平，就是低电平。
)3一般情况下，电压比较器的集成运算放大器工作在开环状态，或者引入了正反馈。
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第 4章角度调制角度调制第 4章??角度调制4.1 非线性调制（角度调制）的原理前言? ?频率调制简称调频(FM)，相位调制简称调相(PM)。这两种调制中，载波的幅度都保持恒定，而频率和 相位的变化都表现为载波瞬时相位的变化。? ?角度调制：频率调制和相位调制的总称。已调信号频谱不再是原调制信号频谱的线性搬移， 而是频谱的非线性变换，会产生与频谱搬移不同的 新的频率成分，故又称为非线性调制。 与幅度调制技术相比，角度调制最突出的优势是其 较高的抗噪声性能。?第 4章??角度调制4.1.1角度调制的基本概念FM和PM信号的一般表达式 角度调制信号的一般表达式为 sm (t ) ? A cos[?ct ? ? (t )] 式中，A － 载波的恒定振幅； [?ct +?(t)] ＝ ?(t) － 信号的瞬时相位；?(t) －瞬时相位偏移。? ?d[?ct +?(t)]/dt = ?(t)－ 称为瞬时角频率d?(t)/dt －称为瞬时频偏。第 4章?角度调制? (t ) ? K p m(t )相位调制(PM)：瞬时相位偏移随调制信号作线性变化，即 式中Kp － 调相灵敏度，含义是单位调制信号幅度引起PM 信号的相位偏移量，单位是rad/V。 将上式代入一般表达式sm (t ) ? A cos[?ct ? ? (t )]得到PM信号表达式 sPM (t ) ? A cos[?c t ? K p m(t )]第 4章?角度调制d? (t ) ? K f m(t ) dt频率调制(FM)：瞬时频率偏移随调制信号成比例变化，即 式中 Kf－ 调频灵敏度，单位是rad/s?V。 这时相位偏移为? (t ) ? K f ? m(? )d?将其代入一般表达式 sm (t ) ? A cos[?ct ? ? (t )] 得到FM信号表达式sFM (t ) ? A cos[?ct ? K f ? m(? )d? ]第 4章?角度调制PM与 FM的区别sPM (t ) ? A cos[?c t ? K p m(t )]sFM (t ) ? A cos[?ct ? K f ? m(? )d? ]?比较上两式可见， PM是相位偏移随调制信号m(t)线性变 化，FM是相位偏移随m(t)的积分呈线性变化。 如果预先不知道调制信号m(t)的具体形式，则无法判断 已调信号是调相信号还是调频信号。?第 4章?角度调制单音调制FM与PM 设调制信号为单一频率的正弦波，即 m(t ) ? Am cos ?mt ? Am cos 2? f mt?用它对载波进行相位调制时，将上式代入sPM (t ) ? A cos[?c t ? K p m(t )]得到sPM (t ) ? A cos[?ct ? K p Am cos ?mt ] ? A cos[?ct ? mpco s ?mt ]式中，mp = Kp Am － 调相指数，表示最大的相位偏移。第 4章?角度调制m(t ) ? Am cos?mt ? Am cos 2? fmt用它对载波进行频率调制时，将 代入sFM (t ) ? A cos[?ct ? K f ? m(? )d? ]得到FM信号的表达式sFM (t ) ? A cos[?ct ? K f Am ? cos ?m? d? ]? A cos[?ct ? mf si n ?mt ]式中mf ? K f Am ?f －调频指数，表示最大的相位偏移 ? ? ?m f m ???m?f ? m f ? f m － 最大频偏。?? ? K f Am －最大角频偏第 4章?角度调制m ?t ?t0PM 信号和FM 信号波形m ?t ?0t? ?t ??c0? ?t ??csPM ?t ?t0sFM ? t ?t0t0t(a) PM 信号波形(b) FM 信号波形第 4章?角度调制FM与PM之间的关系?由于频率和相位之间存在微分与积分的关系，所以FM与 PM之间是可以相互转换的。?比较下面两式可见sPM (t ) ? A cos[?c t ? K p m(t )]sFM (t ) ? A cos[?ct ? K f ? m(? )d? ]?如果将调制信号先微分，而后进行调频，则得到的是调 相波，这种方式叫间接调相；同样，如果将调制信号先 积分，而后进行调相，则得到的是调频波，这种方式叫 间接调频。第 4章?角度调制方框图m ?t ?sFM ? t ? FM 调制器m ?t ?积分器PM 调制器sFM ? t ?（a）直接调频（b）间接调频m ?t ?sPM ? t ? PM 调制器m ?t ?微分器sPM ? t ? FM 调制器(c) 直接调相(d) 间接调相第 4章??角度调制4.1.2 窄带调频（NBFM）定义：如果FM信号的最大瞬时相位偏移满足下式条件 t ? K f ? m(? )d? ] ?? （或0.5 ）??6则称为窄带调频；反之，称为宽带调频。第 4章?角度调制K f ? m(? )d??? t时域表示式 将FM信号一般表示式展开得到t ?? tsFM (t ) ? A cos[?ct ? K f ? m(? )d? ]??? A cos ?ct cos[ K f ? m(? )d? ] ? A sin ?ct sin[ K f ? m(? )d? ]??t ??t当满足窄带调频条件时，cos[ K f ? m(? )d? ] ? 1?1故上式可简化为sin[ K f ? m(? )d? ] ? K f ? m(? )d??? ??ttsNBFM (t ) ? Ac os ?ct ? [ AK f ? m(? )d? ]sin ?ct??t第 4章?角度调制频域表示式 利用以下傅里叶变换对m(t ) ? M (? ) cos? c t ? ? [? (? ? ? c ) ? ? (? ? ? c )] sin ? c t ? j? [? (? ? ? c ) ? ? (? ? ? c )]? m(t )dt ?1 ? M (? ? ?c ) M (? ? ?c ) ? [ ? m(t )dt ] sin ?ct ? ? ? 2 ? ? ? ?c ? ? ?c ? ? 可得NBFM信号的频域表达式M (? ) j?（设m(t)的均值为0）sNBFM (?) ? ? A[? (? ? ?c ) ? ? (? ? ?c )]AK f ? M (? ? ?c ) M (? ? ?c ) ? ? ? ? 2 ? ? ? ?c ? ? ?c ? ?第 4章?角度调制NBFM和AM信号频谱的比较1 S AM (? ) ? ? A[? (? ? ?c ) ? ? (? ? ?c )] ? [ M (? ? ?c ) ? M (? ? ?c )] 2 AK f ? M (? ? ?c ) M (? ? ?c ) ? sNBFM (?) ? ? A[? (? ? ?c ) ? ? (? ? ?c )] ? ? ? 2 ? ? ? ?c ? ? ?c ? ??两者都含有一个载波和位于处的两个边带，所以它们的 带宽相同 不同的是，NBFM的两个边频分别乘了因式[1/(? - ?c)]和 [1/(? + ?c)] ，由于因式是频率的函数，所以这种加权是?频率加权，加权的结果引起调制信号频谱的失真。?另外，NBFM的一个边带和AM反相。第 4章?角度调制NBFM和AM信号频谱的比较举例 以单音调制为例。设调制信号 m(t ) ? Am cos? mt 则NBFM信号为 t sNBFM (t ) ? A cos ?ct ? [ AK f ? m(? )d? ]sin ?ct??? A cos ?ct ? AAm K f? A cos ?ct ?1?msin ?mt sin ?ctAM信号为 sAM ? ( A ? Am cos ?mt )cos ?ct ? Aco s ?ct ? Am cos ?m cos ?ct? A cos ?c t ? Am ?cos(?c ? ?m )t ? cos(?c ? ?m )t ? 2AAm K F ?cos(?c ? ?m )t ? cos(?c ? ?m )t ? 2?m按照上两式画出的频谱图和矢量图如下：第 4章?角度调制频谱图Mmω第 4章?角度调制?m上边频矢量图?m? 下边频载波 上边频载波下边频 (a) AM?m(b) NBFM?m在AM中，两个边频的合成矢量与载波同相，所以只有幅 度的变化，无相位的变化；而在NBFM中，由于下边频 为负，两个边频的合成矢量与载波则是正交相加，所以 NBFM不仅有相位的变化，幅度也有很小的变化。 这正是两者的本质区别 。 由于NBFM信号最大频率偏移较小，占据的带宽较窄， 但是其抗干扰性能比AM系统要好得多，因此得到较广泛 的应用。第 4章??角度调制4.1.3 宽带调频调频信号表达式 设：单音调制信号为 m(t ) ? Am cos? mt ? Am cos2?f mt 则单音调制FM信号的时域表达式为 sFM (t ) ? A cos[?c t ? m f sin ? mt ]将上式利用三角公式展开，有 sFM (t ) ? A cos ?ct ? cos(mf sin ?mt ) ? Asin ?ct ? sin(mf sin ?mt ) 将上式中的两个因子分别展成傅里叶级数，cos(m f sin ? m t ) ? J 0 (m f ) ? ? 2 J 2 n (m f ) cos2n? m t?sin(m f sin ? m t ) ? 2? J 2 n?1 (m f ) sin(2n ? 1)? m tn ?1?n ?1式中 Jn (mf) －第一类n阶贝塞尔函数第 4章?角度调制Jn (mf)曲线第 4章将角度调制?cos(m f sin ? m t ) ? J 0 (m f ) ? ? 2 J 2 n (m f ) cos2n? m tsin(m f sin ? m t ) ? 2? J 2 n?1 (m f ) sin(2n ? 1)? m t?n ?1代入 sFM (t ) ? A cos ?ct ? cos(mf sin ?mt ) ? Asin ?ct ? sin(mf sin ?mt ) 并利用三角公式1 1 cos(A ? B ) ? cos(A ? B ) 2 2 1 1 sin A sin B ? cos(A ? B ) ? cos(A ? B ) 2 2 cos A cos B ?n ?1及贝塞尔函数的性质 J ?n (m f ) ? ?J n (m f )J ?n (m f ) ? J n (m f )当n为奇数时当n为偶数时则得到FM信号的级数展开式如下：第 4章+ -角度调制AJ 2 (mf )[cos(?c ? 2?m )t ? cos(?c ? 2?m )t ]AJ 2 (mf )[cos(?c ? 3?m )t ? cos(?c ? 3?m )t ] ?? n ???sFM (t ) ? AJ0 (mf )cos ?ct ? AJ1 (mf )[cos(?c ? ?m )t ? cos(?c ? ?m )t ]= A ? J n (m f ) cos(?c ? n?m )t?调频信号的频域表达式 对上式进行傅里叶变换，即得FM信号的频域表达式S FM (? ) ? ? A? J n (m f ) ?? (? ? ?c ? n?m ) ? ? (? ? ?c ? n?m )??? ?第 4章?角度调制? ??S FM (? ) ? ? A? J n (m f ) ?? (? ? ?c ? n?m ) ? ? (? ? ?c ? n?m )?讨论：由上式可见?调频信号的频谱由载波分量?c和无数边频(?c? n?m)组成。当n = 0时是载波分量?c ，其幅度为AJ0 (mf) 当n ? 0时是对称分布在载频两侧的边频分量(?c ? n?m) ， 其幅度为AJn (mf)，相邻边频之间的间隔为?m；且当n为 奇数时，上下边频极性相反； 当n为偶数时极性相同。???由此可见，FM信号的频谱不再是调制信号频谱的线性搬 移，而是一种非线性过程。第 4章?角度调制某单音宽带调频波的频谱：图中只画出了单边振幅谱。?c?第 4章?角度调制调频信号的带宽? ??理论上调频信号的频带宽度为无限宽。 实际上边频幅度随着n的增大而逐渐减小，因此调频信号 可近似认为具有有限频谱。 通常采用的原则是，信号的频带宽度应包括幅度大于未 调载波的10%以上的边频分量。 当mf ? 1以后，取边频数n = mf + 1即可。因为n & mf + 1以 上的边频幅度均小于0.1。 被保留的上、下边频数共有2n = 2(mf + 1)个，相邻边频之 间的频率间隔为fm，所以调频波的有效带宽为BFM ? 2(m f ? 1) f m ? 2(?f ? f m )??它称为卡森（Carson）公式。第 4章?角度调制BFM ? 2(m f ? 1) f m ? 2(?f ? f m )当mf && 1时，上式可以近似为BFM ? 2 f m这就是窄带调频的带宽。?当mf && 1时，上式可以近似为BFM ? 2?f这就是宽带调频的带宽。?当任意限带信号调制时，上式中fm是调制信号的最 高频率， mf是最大频偏 ?f 与 fm之比。 例如，调频广播中规定的最大频偏?f为75kHz，最 高调制频率fm为15kHz，故调频指数mf ＝ 5，由上式 可计算出此FM信号的频带宽度为180kHz。?第 4章?角度调制PFM ? sFM 2 ? t ?调频信号的功率分配?调频信号的平均功率为?由帕塞瓦尔定理可知2?2 ? A 2 PFM ? sFM ? t ? ? J ? n (m f ) 2 n ??? 利用贝塞尔函数的性质n ?????J n 2 (m f ) ? 1?A2 PFM ? ? Pc 得到 2 上式说明，调频信号的平均功率等于未调载波的平均功 率，即调制后总的功率不变，只是将原来载波功率中的 一部分分配给每个边频分量。第 4章??角度调制直接调频法：用调制信号直接去控制载波振荡器的频 率，使其按调制信号的规律线性地变化。?4.1.4 调频信号的产生与解调调频信号的产生?压控振荡器：每个压控振荡器(VCO)自身就是一 个FM调制器，因为它的振荡频率正比于输入控制 电压，即?i (t ) ? ?0 ? K f m(t )m ?t ?方框图VCOsFM ? t ??LC振荡器：用变容二极管实现直接调频。第 4章?角度调制?直接调频法的主要优缺点： 优点：可以获得较大的频偏。 缺点：频率稳定度不高 改进途径：采用如下锁相环（PLL）调制器调制信号 FM信号晶振PDLFVCO第 4章?角度调制间接法调频 [阿姆斯特朗（Armstrong）法] ? 原理：先将调制信号积分，然后对载波进行调相，即可 产生一个窄带调频(NBFM)信号，再经n次倍频器得到宽 带调频 (WBFM) 信。 ? 方框图m ?t ?积 分 器相 位 调 制sNBFM ? t ?倍 频 器sWBFM ? t ?A cos ?c t第 4章?角度调制sNBFM (t ) ? Ac os ?ct ? [ AK f ? m(? )d? ]sin ?ct?? t间接法产生窄带调频信号 由窄带调频公式可知，窄带调频信号可看成由正交分量与同相分量合成的。所以可以用下图产生窄带调频信号：m(t )积分器?? /2载波 A cos ?c tS NBFM (t )第 4章?角度调制倍频： 目的：为提高调频指数，从而获得宽带调频。 方法：倍频器可以用非线性器件实现。 原理：以理想平方律器件为例，其输出-输入特性为 s0 (t ) ? asi2 (t ) 当输入信号为调频信号时，有si (t ) ? A cos[? c t ? ? (t )] 1 s 0 (t ) ? aA 2 {1 ? cos[ 2? c t ? 2? (t )]} 2 由上式可知，滤除直流成分后，可得到一个新的 调频信号，其载频和相位偏移均增为2倍，由于相位偏 移增为2倍，因而调频指数也必然增为2倍。同理，经n次倍频后可以使调频信号的载频和调频 指数增为n倍。第 4章?角度调制典型实例：调频广播发射机 载频：f1 = 200kHz 调制信号最高频率 fm = 15kHz 间接法产生的最大频偏 ? f1 = 25 Hz 调频广播要求的最终频偏 ? f =75 kHz，发射载频在88108 MHz频段内，所以需要经过n ? ?f / ?f1 ? 75?103 / 25 ? 3000次的倍频，以满足最终频偏=75kHz的要求。 但是，倍频器在提高相位偏移的同时，也使载波频率提 高了，倍频后新的载波频率(nf1 )高达600MHz，不符合 fc =88-108MHz的要求，因此需用混频器进行下变频来解决 这个问题。第 4章?角度调制n1 f1具体方案f1m ?t ?NBFM 调制器n1 f1 ? f 2?f1m1? n1n1 ? f1 n1m1?BPFn1? f1? n2f sWBFM ? t ? mffccos 2? f1tcos 2? f 2tf c ? n2 (n1 f1 ? f 2 ) ?f ? n1n2 ?f1第 4章?角度调制【例5-1】 在上述宽带调频方案中，设调制信号是fm =15 kHz的单频余弦信号，NBFM信号的载频f1 =200 kHz，最 大频偏?f1 =25 Hz；混频器参考频率f2 = 10.9 MHz，选择 倍频次数n1 = 64，n2 =48。 (1) 求NBFM信号的调频指数； (2) 求调频发射信号（即WBFM信号）的载频、最大 频偏和调频指数。 【解】（1）NBFM信号的调频指数为 ?f 25 -3 m1 ? 1 ? ? 1.67 ? 10 f m 15 ?103（2）调频发射信号的载频为 fc ? n2 (n1 f1 ? f 2 ) ? 48? (64? 200?103 ?10.9 ?106 ) ? 91.2 MHz第 4章角度调制(3) 最大频偏为 ?f ? n1n2 ?f1 ? 64? 48? 25 ? 76.8 kHz (4) 调频指数为?f 76.8 ? 103 mf ? ? ? 5.12 3 fm 15? 10第 4章?角度调制t调频信号的解调?非相干解调：调频信号的一般表达式为sFM (t ) ? A cos[?ct ? K f ? m(? )d? ] ?? 解调器的输出应为 mo (t ) ? K f m(t ) ? 完成这种频率-电压转换关系的器件是频率检波器，简 称鉴频器。?鉴频器的种类很多，例如振幅鉴频器、相位鉴频器、 比例鉴频器、正交鉴频器、斜率鉴频器、频率负反馈 解调器、锁相环(PLL)鉴频器等。 下面以振幅鉴频器为例介绍：?第 4章?角度调制输出电压振幅鉴频器方框图Kd0?csd ? t ?鉴频器输入频率sFM ? t ?BPF及 限幅微分 电路包络 检波LPFmo ? t ?图中，微分电路和包络检波器构成了具有近似理想鉴频 特性的鉴频器。限幅器的作用是消除信道中噪声等引起 的调频波的幅度起伏第 4章角度调制微分器的作用是把幅度恒定的调频波sFM (t)变成幅 度和频率都随调制信号m(t)变化的调幅调频波sd (t)，即sd (t ) ? ? A[?c ? K f m(t )]sin[?ct ? K f ? m(? )d? ]?? t包络检波器则将其幅度变化检出并滤去直流，再经低通 滤波后即得解调输出mo (t ) ? Kd K f m(t )式中Kd 为鉴频器灵敏度，单位为V/rad/s第 4章?角度调制相干解调：相干解调仅适用于NBFM信号 由于NBFM信号可分解成同相分量与正交分量之和， 因而可以采用线性调制中的相干解调法来进行解调，如下 图所示。sNBFM (t )BPFSi ( t )S p (t )LPFsd (t )微分mo (t )c(t )第 4章角度调制sNBFM (t )BPFSi ( t )S p (t )LPFsd (t )微分mo (t )c(t )设窄带调频信号sNBFM (t ) ? A cos ?ct ? A[ K f ? m(? )d? ] ? sin ?ct??t并设相干载波 c(t ) ? ? sin ? c t 则相乘器的输出为t A A s p (t ) ? ? sin 2?c t ? [ K f ? m(? )d? ] ? (1 ? cos 2?ct ) ?? 2 2经低通滤波器取出其低频分量 再经微分器，即得解调输出m0 (t ) ? AK F m(t ) 2t A s d (t ) ? K F ? m(? )d? ?? 2可见，相干解调可以恢复原调制信号。第 4章?? ?角度调制4.2调频系统的抗噪声性能重点讨论FM非相干解调时的抗噪声性能 分析模型sFM (t )BPF 限幅Si (t )ni ( t )鉴频LPFmo (t )no ( t )n (t )图中 n(t) －均值为零，单边功率谱密度为n0的高斯白噪声第 4章?角度调制sFM (t ) ? A cos[?ct ? K F ? m(? )d? ]?? t4.2.1 输入信噪比设输入调频信号为故其输入信号功率为 Si ? A2 / 2输入噪声功率为 N i ? n0 BFM 式中，BFM － 调频信号的带宽，即带通滤波器的带宽 因此输入信噪比为Si A2 ? N i 2n0 BFM第 4章??角度调制4.2.2 大信噪比时的解调增益在输入信噪比足够大的条件下，信号和噪声的相互作 用可以忽略，这时可以把信号和噪声分开来计算。 计算输出信号平均功率 输入噪声为0时，解调输出信号为mo (t ) ? Kd K f m(t )?故输出信号平均功率为2 So ? mo (t ) ? ? K d K f?2m2 (t )第 4章?角度调制计算输出噪声平均功率 假设调制信号m(t) = 0，则加到解调器输入端的是未调载 波与窄带高斯噪声之和，即 Aco s ?ct ? ni (t ) ? Aco s ?ct ? nc (t ) cos ?ct ? ns (t )sin ?ct? ? A ? nc (t )? cos ?ct ? ns (t )sin ?ct? A ? t ? cos ? ??c t ? ? ? t ? ? ?2式中A?t ? ?? A ? nc (t )?? ns 2 (t ) － 包络ns (t ) ? ? t ? ? arctan A ? nc (t )－相位偏移第 4章角度调制? ? t ? ? arctanns (t ) A ? nc (t )A在大信噪比时，即A && nc (t)和A && ns (t)时，相位偏移可近似为 ? ? t ? ? arctan ns (t ) ? arctan ns (t )A ? nc (t )ns ( t ) 当x && 1时，有arctan x ? x，故 ? ? t ? ? A 由于鉴频器的输出正比于输入的频率偏移，故鉴频器的输出噪声（在假设调制信号为0时，解调结果只有噪声） d? ? t ? K d dns ? t ? 为nd ? t ? ? K d dt ? A dt式中ns(t)是窄带高斯噪声ni(t)的正交分量。第 4章角度调制d? ? t ? K d dns ? t ? nd ? t ? ? K d ? dt A dt由于dns(t)/dt实际上就是ns(t)通过理想微分电路的输 出，故它的功率谱密度应等于ns(t)的功率谱密度乘以理 想微分电路的功率传输函数。 设ns(t)的功率谱密度为Pi (f) = n0，理想微分电路的 功率传输函数为 2 2 2 H ? f ? ? j 2? f ? ? 2? ? f 2 则鉴频器输出噪声nd(t)的功率谱密度为2 2 ? Kd ? ? Kd ? Pd ? f ? ? ? H f P f ? 2 ? f 2n0 , ? ? ? ? ? ? i ? ? ? ? A ? ? A? 2 2f ?BFM 2第 4章角度调制Pi ? f ? n0? BFM / 20鉴频器前、后的噪声功率谱密度如下图所示Pd ? f ?BFM / 2f? BFM / 2 ? f m 0f m BFM / 2f第 4章而是与 f角度调制Pi ? f ? n0? BFM / 20由图可见，鉴频器输出噪声 的功率谱密度已不再是均匀分布，2成正比。该噪声再经过低通滤波器的滤波，滤除调制信号 带宽fm以外的频率分量，故最Pd ? f ?BFM / 2f? BFM / 2 ? f m 0f m BFM / 2f终解调器输出（LPF输出）的噪声功率（图中阴影部分）为2 4? 2 K d n0 2 N o ? ? Pd ? f ? df ? ? f df 2 ? fm ? fm A 2 3 8? 2 K d n0 f m ? 3 A2 fm fm第 4章?角度调制计算输出信噪比于是，FM非相干解调器输出端的输出信噪比为 2 2 2 So 3 A K f m (t ) ? 3 No 8? 2 n0 f m?简明情况 考虑m(t)为单一频率余弦波时的情况，即 m(t ) ? cos? mt 这时的调频信号为 sFM (t ) ? A cos[?c t ? m f sin ? mt ] 式中 m ? K f ? ?? ? ?f f ?m ?m f m将这些关系代入上面输出信噪比公式， So 3 2 A2 / 2 得到： ? mNo 2fn0 f m第 4章?角度调制Si / N i 2 fm制度增益 G ? So / No ? 3 m2 BFM FM f 考虑在宽带调频时，信号带宽为BFM ? 2(m f ? 1) f m ? 2(?f ? f m )所以，上式还可以写成 GFM ? 3 m2 f (m f ? 1) 当mf && 1时有近似式GFM ? 3 m3 f上式结果表明，在大信噪比情况下，宽带调频系统 的制度增益是很高的，即抗噪声性能好。例如，调频 广播中常取mf ，则制度增益GFM =450。也就是说，加 大调制指数，可使调频系统的抗噪声性能迅速改善。第 4章?角度调制S o m 2 (t ) ? No n0 B调频系统与调幅系统比较在大信噪比情况下，AM信号包络检波器的输出信噪比为若设AM信号为100%调制。且 m(t)为单频余弦波信号，则m(t) 2 的平均功率为 m2 (t ) ? A 2 因而 So A2 / 2No ? n0 B式中，B为AM信号的带宽，它是基带信号带宽的两倍，即B So A2 / 2 = 2fm，故有 ?No 2n0 f m将两者相比，得到? So / No ?FM ? So / No ?AM? 3m2 f第 4章?角度调制? So / No ?FM ? So / No ?AM? 3m2 f讨论 ? 在大信噪比情况下，若系统接收端的输入A和n0相同，则 宽带调频系统解调器的输出信噪比是调幅系统的3mf2倍。 例如，mf =5时，宽带调频的S0 /N0是调幅时的75倍。?调频系统的这一优越性是以增加其传输带宽来换取的。 因为，对于AM 信号而言，传输带宽是2fm，而对WBFM 信号而言，相应于mf = 5时的传输带宽为12fm ，是前者的 6倍。 WBFM信号的传输带宽BFM与AM 信号的传输带宽BAM之 间的一般关系为?BFM ? 2(mf ?1) fm ? (mf ?1) BAM第 4章?角度调制BFM ? m f BAMmf ? BFM BAMBFM ? 2(mf ?1) fm ? (mf ?1) BAM 当mf && 1时，上式可近似为故有在上述条件下， 变为? So / No ?FM ? So / No ?AM? 3m2 f? So / N o ?FM ? So / N o ?AM? BFM ? ? 3? ? B ? AM ?2可见，宽带调频输出信噪比相对于调幅的改善与它们带 宽比的平方成正比。调频是以带宽换取信噪比的改善。第 4章?角度调制结论：在大信噪比情况下，调频系统的抗噪声性能将比 调幅系统优越，且其优越程度将随传输带宽的增加而提 高。?但是，FM系统以带宽换取输出信噪比改善并不是无止 境的。随着传输带宽的增加，输入噪声功率增大，在输 入信号功率不变的条件下，输入信噪比下降，当输入信 噪比降到一定程度时就会出现门限效应，输出信噪比将 急剧恶化。第 4章??角度调制4.2.3 小信噪比时的门限效应当(Si /Ni)低于一定数值时，解调器的输出信噪比(So /No)急剧恶化，这种现象称为调频信号解调的门限效应。?门限值 － 出现门限效应时所对应的输入信噪比值称为 门限值，记为(Si /Ni) b。第 4章?角度调制右图画出了单音调制时在不同 调制指数下，调频解调器的输 出信噪比与输入信噪比的关系 曲线。 ? 由此图可见?门限值与调制指数mf 有关。 mf 越大，门限值越高。不过 不同mf 时，门限值的变化不 大，大约在8~11dB的范围内变化，一般认为门限值为10 dB左右。?在门限值以上时， (So /No)FM与(Si /Ni)FM呈线性关系，且 mf 越大，输出信噪比的改善越明显。第 4章?角度调制在门限值以下时， (So /No)FM将随(Si /Ni)FM的下降而急剧 下降。且mf越大， (So /No)FM下降越快。?门限效应是FM系统存在的一个实际问题。尤其在采用调频制的远距离通信和卫星通信等领域中，对调频接收机 的门限效应十分关注，希望门限点向低输入信噪比方向扩展。?降低门限值（也称门限扩展）的方法有很多，例如，可 以采用锁相环解调器和负反馈解调器，它们的门限比一般鉴频器的门限电平低6~10dB。?还可以采用“预加重”和“去加重”技术来进一步改善 调频解调器的输出信噪比。这也相当于改善了门限。第 4章??角度调制鉴频器输出噪声功率谱随f呈抛物线形状增大。但在调 频广播中所传送的语音和音乐信号的能量却主要分布 在低频端，且其功率谱密度随频率的增高而下降。因 此，在调制频率高频端的信号谱密度最小，而噪声谱 密度却是最大，致使高频端的输出信噪比明显下降， 这对解调信号质量会带来很大的影响。 为了进一步改善调频解调器的输出信噪比，针对鉴频 器输出噪声谱呈抛物线形状这一特点，在调频系统中 广泛采用了加重技术，包括“预加重和“去加重”措 施。“预加重”和“去加重”的设计思想是保持输出 信号不变，有效降低输出噪声，以达到提高输出信噪 比的目的。4.2.4 预加重和去加重目的：??第 4章?角度调制原理 所谓“去加重”就是在解调器输出端接一个传输特性随 频率增加而滚降的线性网络Hd (f) ，将调制频率高频端 的噪声衰减，使总的噪声功率减小。但是，由于去加重 网络的加入，在有效地减弱输出噪声的同时，必将使传 输信号产生频率失真。因此，必须在调制器前加入一个 预加重网络Hp(f) ，人为地提升调制信号的高频分量，以 抵消去加重网络的影响。显然，为了使传输信号不失真， 应该有 1Hp( f ) ? Hd ( f )这是保证输出信号不变的必要条件。第 4章?角度调制FM 调制器 信道 FM 解调器方框图：加有预加重和去加重的调频系统m ?t ??H p ?t ?H d ?t ?mo ? t ?性能 由于采用预加重/去加重系统的输出信号功率与没有采 用预加重/去加重系统的功率相同，所以调频解调器的 输出信噪比的改善程度可用加重前的输出噪声功率与加 重后的输出噪声功率的比值确定，即??? ?fm ? fmfm? fmPd ( f )df2Pd ( f ) H d ( f ) df上式进一步说明，输出信噪比的改善程度取决于去加重 网络的特性。第 4章?角度调制实用电路：下图给出了一种实际中常采用的预加重和 去加重电路，它在保持信号传输带宽不变的条件下， 可使输出信噪比提高6 dB左右。预加重网络与网络特性去加重网络与网络特性第 4章?调制 方式 AM 传输带宽角度调制So / N o? So ? 1 ? Si ? ? ? ? ? ? ? N o ? AM 3 ? n0 f m ?4.3 各种模拟调制系统的比较设备复 杂程度 简单 中等 主要应用 中短波无线电广播 应用较少2fm 2fmDSB? So ? ? Si ? ? ? ? ? ? ? N o ? DSB ? n0 f m ?? So ? ? Si ? ? ? ? ? ? ? N o ?SSB ? n0 f m ?近似SSBSSBVSBfm略大于fm2 (m f ? 1) f m复杂 复杂短波无线电广播、话音 频分复用、载波通信、 数据传输电视广播、数据传输FM? So ? 3 2 ? Si ? ? ? ? mf ? ? ? N o ? FM 2 ? n0 f m ?中等超短波小功率电台（窄 带FM）；调频立体声广 播等高质量通信（宽带 FM）第 4章?角度调制抗噪声性能?WBFM抗噪声性能最好，DSB、SSB、VSB抗噪声 性能次之，AM抗噪声性 能最差。右图画出了各种模拟调制 系统的性能曲线,图中的圆 点表示门限点。 ? 门限点以下，曲线迅速下跌；门限点以上，DSB、SSB 的信噪比比AM高4.7dB以上，而FM（mf = 6）的信噪比 比AM高22dB。? ?当输入信噪比较高时，FM的调频指数mf越大，抗噪声 性能越好。第 4章?角度调制SSB的带宽最窄，其频带利用率最高；FM占用频带利用率的带宽随调频指数mf的增大而增大，其频带利用率最低。可以说，FM是以牺牲有效性来换取可靠性的。 因此， mf值的选择要从通信质量和带宽限制两方面考虑。对于高质量通信（高保真音乐广播，电视伴音、双向式固定或移动通信、卫星通信和蜂窝电话 系统）采用WBFM， mf值选大些。对于一般通信，要考虑接收微弱信号，带宽窄些，噪声影响小，常选用mf 较小的调频方式。第 4章??角度调制特点与应用AM：优点是接收设备简单；缺点是功率利用率低，抗 干扰能力差。主要用在中波和短波调幅广播。 DSB调制：优点是功率利用率高，且带宽与AM相同， 但设备较复杂。应用较少，一般用于点对点专用通信。 SSB调制：优点是功率利用率和频带利用率都较高，抗 干扰能力和抗选择性衰落能力均优于AM，而带宽只有 AM的一半；缺点是发送和接收设备都复杂。SSB常用 于频分多路复用系统中。????VSB调制：抗噪声性能和频带利用率与SSB相当。 在电视广播、数传等系统中得到了广泛应用。 FM： FM的抗干扰能力强，广泛应用于长距离高质 量的通信系统中。缺点是频带利用率低，存在门限 效应。
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