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功率MOSFET的应用问题分析
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近些年来，作者走访过很多客户，结识了大量的在一线从事电源设计和开发的工程师，在和他们的交流过程中，也遇到过许多技术的问题，然后大家一些分析这些问题产生的原因，并找到相应的解决方法。在这个过程中，我遇到过困惑迷茫，也体验过成功喜悦，并和许多工程师成有为朋友，他们是我人生路的最坚实的快乐和财富，他们一直鼓励我，将遇到的许多经验分享出来,现在整理一些功率MOSFET典型的应用问题，希望对广大的电子工程师有所帮助。
问题1：在MOSFET的应用中，主要考虑的是哪些参数？在负载开关的应用中，MOSFET导通时间的计算，多少为佳？PCB的设计，铜箔面积开多大会比较好？D极、S极的铜箔面积大小是否需要一样？有公式可以计算吗？回复：MOSFET主要参数包括：耐压BVDSS，Rdson，Crss，还有VGS(th),Ciss, Coss；同步BUCK变换器的下管，半桥和全桥电路，以及有些隔离变换器副边同步整流MOSFET中，还要考虑内部二极管反向恢复等参数，要结合具体的应用。下面的波形为感性负载功率MOSFET开通的过程，Rg为MOSFET内部栅极电阻，Ron为MOSFET的栅极和驱动电源VCC之间的串联大电阻的和：，包括栅极外部串联的电阻以及PWM驱动器的上拉电阻。 具体的开通过程，参考文献：基于漏极导通区特性理解MOSFET开关过程，今日电子：2008.11& && && && && && && && && && && && && && && && && &理解功率MOSFET的开关损耗，今日电子：2009.10 VGS(th)和VGP在MOSFET的数据表中可以查到，有些数据表中没有标出VGP，可以通过计算得到平台的电压值。 产生开通损耗的时间段为t2和t3，t1时间段不产生开通损耗，但产生延时。& && && && && && && && &&&
& & 在负载开关的应用中，要保证在t3时间后，输出电容充电基本完成，就是电容的电压基本等于输入电压，在这个过程中，控制平台的电压VGP，就相当于控制了最大的浪涌电流，浪涌电流就不会对系统产生影响。因此导通时间要多长，由输出的电容和负载的大小决定。具体的计算步骤是：设定最大的浪涌电流Ipk，最大的输出电容Co和上电过程中输出负载Io。如果是输出电压稳定后，输出才加负载，则取：Io=0。& && && && && && && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&由上式可以算出输出电容充电时间t。负载开关的应用，通常在D和G极并联外部电容，因此，t3时间远大于t2，t2可以忽略，因此可以得到：t=t3，由公式可以求出D和G极并联外部电容值。然后由上面的值，对电路进行实际的测试，以满足设计的要求。负载开关的稳态功耗并不大，但是瞬态的功耗很大，特别是长时间工作在线性区，会产生热失效问题。因此，PCB的设计，特别是贴片的MOSFET，要注意充分敷设铜皮进行散热。在MOSFET的数据表中，热阻的测量是元件装在1平方英2OZ铜皮的电路板上。Drain的铜皮铺在整个1平方英寸、2OZ铜皮的电路板。实际应用中，Drain的铜皮不可能用1平方英、2OZ铜皮的电路板，因此，只有尽可能的用大的铜皮，来保证热性能。具体的降额值可能值可以参见以下的图。 如果是多面板，最好D和S极对应铜皮位置的每个层都敷设铜皮，用多个过孔连接，孔的尺寸约为0.3mm。& && && && && && && && && &&&
& && &&&SO8标准热阻：RθJA=90C/W，RθJC=12C/W。 SO8铜皮封装热阻：RθJA=50C/W，RθJC=2.5C/W。
问题2：功率MOSFET的Qgs，Qgd，Ciss，Crss，Coss，tr和tf的关系？回复：如下图，在一定的测试条件下，Qgs与Ciss相关，Qgd与Crss相关，Qg与Crss，Ciss都相关，驱动的电压决定其最终的电荷值。Qgs和Qgd都是基于相关的电容的计算值。& & tr和tf如下图，对于上升和下降的延时，和Crss，Ciss都相关。注意此时的测量条件是阻性负载。如果是感性负载，电感电流不能突变，那么由于电感的续流，这个时间就和负载的特性相关了。上升延时tr：上升延时的定义是在MOSFET的开通过程中，VGS的电压上升，从其10%值开始，到VDS下降到为10%VDS值为止。在开通的过程中，VGS上升米勒电容平台前的时间由Ciss决定，米勒电容平台的时间Crss由决定，过了米勒电容平台到VDS下降到为10%VDS的时间又由Ciss决定。下降延时tf和tr定义类似。
问题3：AOD4126的数据表中，红色标注的ID、IDSM、IDM有什么区别？PD和PDM的值是否有标错？另外，关于RθJA和RθJC，作为用户要按照备注中的哪一项判定？对于同样规格的MOSFET，双通道和单通道相比，优势在哪里？是不是简单的Rdson减半、ID加倍等参数合成？回复：MOSFET的数据表中，ID和IDSM都是计算值，其中，ID是基于RθJC和Rdson以及最高允许结温计算得到的，IDSM是基RθJA和Rdson以及最高允许结温计算得到的。PD和PDM也是基于上述条件的计算值。 电流的具体定义，可以参考文献：理解功率MOSFET的电流，今日电子：2011.11 在实际的应用中，由于MOSFET所用的散热条件不一样，因此，在开关过程中，还要考虑动态参数，所以，ID没有实际的意义。RθJA和RθJC是二个不同的热阻值，具体的定义在数据表中有详细的说明，注意的是，数据表中的热阻值，都是在一定的条件下，测量得到的。实际应用过程中，由于条件不同，得到的测量结果并不相同。使用双通道和单通道的MOSFET，要综合考虑开关损耗和导通损耗，Rdson不是简单的减半，因为二个功率管并联工作，不平衡性的问题永远是存在的，而且，动态的开关的过程中，容易产生动态的不平衡性。如果不考虑开关损耗，仅仅考虑导通损耗，那么还是要对Rdson作一定的降额。
问题4：不同的测试的条件为影响MOSFET的数据表中的VGS(th)和BVDSS吗？ATE是如何判断的？回复：不同测试条件，结果会不同，因此，在数据表中，会标明详细的测试条件。对于AET的测试，以VGS(th)为例，它和Igss相关，如AON6718L，当G和S极加上最大20V电压，注意到VDS=0V，如果Igss小于100nA, 由表明通过测试。不同的公司ST，Fairchild，IR，Vishay等，可能使用不同的Igss，如IR1010使用200nA，IR3205使用100nA。目前，行业内使用100nA更通用。同样的，BVDSS的测试条件：ID=250uA, VGS=0V，如果ID 越大，BVDSS电压值越高。
问题5：一个100V的MOSFET，VGS耐压大概只能到30V。在器件处于关断的时刻，VGD大概能到100V，是因为G和S极间的栅氧化层厚度比较厚，还是说压降主要在沉底和飘移电阻上面？回复：GS电压主要由栅氧化层厚度控制，GD主要由EPI+层厚度来控制，所以VGD耐压高。
问题6：关于雪崩，下面描述是否正确？
1、单纯的一次击穿不会损坏MOSFET？回复：很多时候，就是测1千片，或者1万片，电压高于额定的电压值，MOSFET也不会损坏。 2、雪崩损坏MOSFET有两种情况：一种是快速高功率脉冲，直接使寄生二极管产生较大雪崩电流，芯片快速加热过温损坏。另一种是寄生三极管导通，并发生二次击穿？回复：是的，特别是新一代工艺的MOSFET，基本上是后一种损坏方式：寄生三极管导通。寄生三极管的导通，发生二次击穿并不全是因为雪崩发生，还可能由于dv/dt过高的原因而导致。 3、雪崩损坏都发生在VDS大于额定值的情况？回复：是的。但是高温条件下，一些大电流的关断，可能在关断过程中，发生寄生三极管导通而损坏，虽然看不到过压的情况，但是作者仍然将其定义为：雪崩UIS损坏。 4、关于（2）中两种情况，什么情况下倾向于第一种发生，什么情况下倾向于第二种发生？
回复：如果单元非常一致，散热非常好均匀，热平衡好，第一种情况发生，早期的平面工艺有时候就会看到这种损坏模式。现在，新的工艺导致单元的密度越来越集中，产生的损坏通常用就是第二种。 & & 体内寄生三极管导通产生雪崩损坏，同时伴随着体内寄生三极管发生二次击穿，此时，集电极电压在瞬态时间1-2个N秒内，减少到耐压的1/2，原因在于，内部的电场电流密度很大，耗尽层载流子发生雪崩注入。电流大，电压高，电场大，电离强，大量的空穴电流流过RB，寄生三极管导通，集电极电压快速返回到基极开路时的击穿电压。增益大时，三极管中产生雪崩击穿，此耐压值低。三极管管中产生雪崩注入条件：电场应力，正向偏置热不稳定性。MOS关断时，沟道漏极电流减小，感性负载使VDS升高，以维持ID电流的恒定，ID电流由沟道电流和位移电流组成。位移电流是体二极管耗尽层电流，和DV/DT成比例。VDS升高和基极放电、漏极耗尽层充电速度相关。漏极耗尽层充电速度和电容COSS、ID相关。ID越大，VDS升高越快。漏极电压升高，体二极管雪崩产生载流子，全部ID电流雪崩流过二极管，沟道电流为0。 UIS的理解，请参考文献：理解功率MOSFET的UIS，今日电子：2010.4& && && && && &&&作者遇到过很多的工程师问这样的一个问题：如果说UIS的雪崩损坏时，电压通常会达到耐压值的1.2~1.3倍，可以明显看到电压有箝位（通俗说法：波形砍头），那么，对于一个100V的MOSFET，工作在105V是否安全，110V是否安全？如上所述，100V的MOSFET，加上110V的电压，不会损坏，那么，安全的原则是什么呢？对于设计工程师来说，所要求的就是在最极端的条件下，设计的参数有一定的裕量，也就是从设计的角度来说，保持系统的安全和可靠性，永远都排在最优先的位置。因此，笔者建议的原则是：在动态的极端条件下，瞬态的电压峰值不要超过MOSFET的额定值。
问题7：关于Trench MOS的SOA, 听说MOSFET在放大区有负温度系数效应，所以容易产生热点。这是否就是MOSFET的二次击穿，但是，看资料MOSFET的Rdson是正温度系数效应，不会产生二次击穿。这一点，一直都没有了解过，能否指点一下，后面再请教详细情况。回复：平面工艺和Trench工艺的MOSFET都有这个特点，这是MOSFET固有特性。Rdson的正温度系数效应是在完全导通的稳态的条件，才具有这样的特性，可以实现稳态的电流均流，但是，MOSFET在动态开通的过程中，会跨越负温度系数区进入到完全开通的正温度系数区，同样，关断过程中，跨越完全开通的正温度系数区进入负温度系数区。只是因为平面工艺的单元密度非常小，产生局部过流和过热的可能性小，因此热平衡好，相对的，动态经过负温度系数区时，抗热冲击好。通常在设计过程中，要快速的通过此区域，减小热不平衡的产生。融创芯城--与国内外著名的元器件生产厂家合作，结合现代化仓库管理和信息技术，致力于打造中国最强技术支持和最全的本地电子元器件一站式采购平台，技术共享社区和工程师社区。给广大的厂家和中小型用户提供完善的供应链服务和技术服务。
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感谢分享，不过图看不清楚了
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请问一个MOS管使用问题
发表于3年前
<input type="hidden" id="hGroupID" value="25"
TI专家好，&/p>
&p>&&&&&&&&& 请问使用PMOS管作为开关时，为什么一般都是S端接电源，D端作为输出呢？&/p>
&p>谢谢！&/p>&div style=&clear:&>&/div>" />
请问一个MOS管使用问题
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TI专家好，
&&&&&&&&& 请问使用PMOS管作为开关时，为什么一般都是S端接电源，D端作为输出呢？
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进士3195分
半导体结构方面不是很懂，但是跟NMOS不同，PMOS的寄生二极管是S（负），D（正）的，当然作为开关，如果你D为电源，S为输出时，不需要你控制，就直接从体二极管导通了，这样失去了开关控制的意义。
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榜眼8735分
将Pmos的体二极管画出来就一清二楚了，所以分析MOS管的时候，别忘了他的体二极管。
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不一定的，看你上拉还是下拉，PMOS电流是由S流向D
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色情、暴力
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如何使用MOSFET
我有更好的答案
工作原理:只要G上的电压比S上的电压大5-6V.21.G栅极 D漏极 S源极 这图里面的MOS管是N沟道的，MOS管就开始导通，就有电流从S流向D
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回答问题，赢新手礼包&#xe6b9;如何为具体应用恰当的选择MOSFET
如何为具体应用恰当的选择MOSFET
虽然工程师都熟谙MOSFET数据手册上的品质因数，但为了选择出合适的MOSFET，工程师必需利用自己的专业知识对各个具体应用的不同规格进行全面仔细的考虑。例如，对于服务器电源中的负载开关这类应用，由于MOSFET基本上一直都是处于导通状态，故MOSFET的开关特性无关紧要，而导通阻抗(RDS(ON))却可能是这种应用的关键品质因数。然而，仍然有一些应用，比如开关电源，把MOSFET用作有源开关，因此工程师必须评估其它的MOSFET性能参数。
虽然工程师都熟谙MOSFET数据手册上的品质因数，但为了选择出合适的MOSFET，工程师必需利用自己的专业知识对各个具体应用的不同规格进行全面仔细的考虑。例如，对于服务器电源中的负载开关这类应用，由于MOSFET基本上一直都是处于导通状态，故MOSFET的开关特性无关紧要，而导通阻抗(RDS(ON))却可能是这种应用的关键品质因数。然而，仍然有一些应用，比如开关电源，把MOSFET用作有源开关，因此工程师必须评估其它的MOSFET性能参数。下面让我们考虑一些应用及其MOSFET规格参数的优先顺序。　　MOSFET最常见的应用可能是电源中的开关元件，此外，它们对电源输出也大有裨益。服务器和通信设备等应用一般都配置有多个并行电源，以支持N+1 冗余与持续工作 (图 1)。各并行电源平均分担负载，确保系统即使在一个电源出现故障的情况下仍然能够继续工作。不过，这种架构还需要一种方法把并行电源的输出连接在一起，并保证某个电源的故障不会影响到其它的电源。在每个电源的输出端，有一个功率MOSFET可以让众电源分担负载，同时各电源又彼此隔离 。起这种作用的MOSFET 被称为&ORing&FET，因为它们本质上是以 &OR& 逻辑来连接多个电源的输出。　　&　　图1：用于针对N+1冗余拓扑的并行电源控制的MOSFET。　　在ORing FET应用中，MOSFET的作用是开关器件，但是由于服务器类应用中电源不间断工作，这个开关实际上始终处于导通状态。其开关功能只发挥在启动和关断，以及电源出现故障之时 。　　相比从事以开关为核心应用的设计人员，ORing FET应用设计人员显然必需关注MOSFET的不同特性。以服务器为例，在正常工作期间，MOSFET只相当于一个导体。因此，ORing FET应用设计人员最关心的是最小传导损耗。　　低RDS(ON) 可把BOM及PCB尺寸降至最小　　一般而言，MOSFET 制造商采用RDS(ON) 参数来定义导通阻抗;对ORing FET应用来说，RDS(ON) 也是最重要的器件特性。数据手册定义RDS(ON) 与栅极 (或驱动) 电压 VGS 以及流经开关的电流有关，但对于充分的栅极驱动，RDS(ON) 是一个相对静态参数。例如，飞兆半导体 FDMS7650 的数据手册规定，对于10V 的栅极驱动，最大RDS(ON) 为0.99 m&O。　　若设计人员试图开发尺寸最小、成本最低的电源，低导通阻抗更是加倍的重要。在电源设计中，每个电源常常需要多个ORing MOSFET并行工作，需要多个器件来把电流传送给负载。在许多情况下，设计人员必须并联MOSFET，以有效降低RDS(ON)。　　需谨记，在 DC 电路中，并联电阻性负载的等效阻抗小于每个负载单独的阻抗值。比如，两个并联的2&O 电阻相当于一个1&O的电阻 。因此，一般来说，一个低RDS(ON) 值的MOSFET，具备大额定电流，就可以让设计人员把电源中所用MOSFET的数目减至最少。　　除了RDS(ON)之外，在MOSFET的选择过程中还有几个MOSFET参数也对电源设计人员非常重要。许多情况下，设计人员应该密切关注数据手册上的安全工作区(SOA)曲线，该曲线同时描述了漏极电流和漏源电压的关系。基本上，SOA定义了MOSFET能够安全工作的电源电压和电流。在ORing FET应用中，首要问题是：在&完全导通状态&下FET的电流传送能力。实际上无需SOA曲线也可以获得漏极电流值。再以FDMS7650为例，该器件的额定电流为36A，故非常适用于服务器应用中所采用的典型DC-DC电源。　　若设计是实现热插拔功能，SOA曲线也许更能发挥作用。在这种情况下，MOSFET需要部分导通工作。SOA曲线定义了不同脉冲期间的电流和电压限值。　　注意刚刚提到的额定电流，这也是值得考虑的热参数，因为始终导通的MOSFET很容易发热。另外，日渐升高的结温也会导致RDS(ON)的增加。MOSFET数据手册规定了热阻抗参数，其定义为MOSFET封装的半导体结散热能力。R&JC的最简单的定义是结到管壳的热阻抗。细言之，在实际测量中其代表从器件结(对于一个垂直MOSFET，即裸片的上表面附近)到封装外表面的热阻抗，在数据手册中有描述。若采用PowerQFN封装，管壳定义为这个大漏极片的中心。因此，R&JC 定义了裸片与封装系统的热效应。R&JA 定义了从裸片表面到周围环境的热阻抗，而且一般通过一个脚注来标明与PCB设计的关系，包括镀铜的层数和厚度。　　总而言之，R&JC在电源设计团队的控制范围以外，因为它是由所采用的器件封装技术决定。先进的热性能增强型封装，比如飞兆半导体的Power 56，其R&JC 规格在1 和 2 oC/W之间，FDMS7650 的规格为 1.2 oC/W。设计团队可以通过PCB设计来改变 R&JA 。最终，一个稳健的热设计有助于提高系统可靠性， 延长系统平均无故障时间(MTBF)。　　开关电源中的MOSFET　　现在让我们考虑开关电源应用，以及这种应用如何需要从一个不同的角度来审视数据手册。从定义上而言，这种应用需要MOSFET定期导通和关断。同时，有数十种拓扑可用于开关电源，这里考虑一个简单的例子。DC-DC电源中常用的基本降压转换器依赖两个MOSFET来执行开关功能(图 2)，这些开关交替在电感里存储能量，然后把能量释放给负载。目前，设计人员常常选择数百kHz乃至1 MHz以上的频率，因为频率越高，磁性元件可以更小更轻。　　&　　图2：用于开关电源应用的MOSFET对。(DC-DC控制器)　　显然，电源设计相当复杂，而且也没有一个简单的公式可用于MOSFET的评估。但我们不妨考虑一些关键的参数，以及这些参数为什么至关重要。传统上，许多电源设计人员都采用一个综合品质因数(栅极电荷QG &导通阻抗RDS(ON))来评估MOSFET或对之进行等级划分。　　栅极电荷和导通阻抗之所以重要，是因为二者都对电源的效率有直接的影响。对效率有影响的损耗主要分为两种形式--传导损耗和开关损耗。　　栅极电荷是产生开关损耗的主要原因。栅极电荷单位为纳库仑(nc)，是MOSFET栅极充电放电所需的能量。栅极电荷和导通阻抗RDS(ON) 在半导体设计和制造工艺中相互关联，一般来说，器件的栅极电荷值较低，其导通阻抗参数就稍高。　　开关电源中第二重要的MOSFET参数包括输出电容、阈值电压、栅极阻抗和雪崩能量。　　某些特殊的拓扑也会改变不同MOSFET参数的相关品质，例如，可以把传统的同步降压转换器与谐振转换器做比较。谐振转换器只在VDS (漏源电压)或ID (漏极电流)过零时才进行MOSFET开关，从而可把开关损耗降至最低。这些技术被成为软开关或零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)技术。由于开关损耗被最小化，RDS(ON) 在这类拓扑中显得更加重要。　　低输出电容(COSS)值对这两类转换器都大有好处。谐振转换器中的谐振电路主要由变压器的漏电感与COSS决定。此外，在两个MOSFET关断的死区时间内，谐振电路必须让COSS完全放电。因此，谐振拓扑很看重较低的COSS。考虑图3所示的飞兆半导体FDMS7650的COSS与VDS的关系图。　　&　　图3：FDMS7650的COSS与VDS的关系图。　　低输出电容也有利于传统的降压转换器(有时又称为硬开关转换器)，不过原因不同。因为每个硬开关周期存储在输出电容中的能量会丢失，反之在谐振转换器中能量反复循环。因此，低输出电容对于同步降压调节器的低边开关尤其重要。　　马达控制应用的MOSFET　　马达控制应用是功率MOSFET大有用武之地的另一个应用领域，这时最重要的选择基准可能又与其它大不相同。不同于现代开关电源，马达控制电路不在高频下开关。典型的半桥式控制电路采用2个MOSFET (全桥式则采用4个)，但这两个MOSFET的关断时间(死区时间)相等。对于这类应用，反向恢复时间(trr) 非常重要。在控制电感式负载(比如马达绕组)时，控制电路把桥式电路中的MOSFET切换到关断状态，此时桥式电路中的另一个开关经由MOSFET中的体二极管临时反向传导电流。于是，电流重新循环，继续为马达供电。当第一个MOSFET再次导通时，另一个MOSFET二极管中存储的电荷必须被移除，通过第一个MOSFET放电，而这是一种能量的损耗，故trr 越短，这种损耗越小。　　所以，若设计团队需要在电源电路采用MOSFET，在评估过程开始之前，需对手中的应用进行仔细全面的考虑。应根据自己的需求而非制造商吹嘘的特定规格来对各项参数进行优先级划分。　　补充：利用IC和封装设计获得最小的 RDS(ON) 规格　　在MOSFET的选择过程中，评估参数的设计人员一般通过仔细分析相关规格来了解自己到底需要什么。但有时深入了解IC制造商如何提供工作特性是很有必要的。以RDS(ON)为例，你也许通常期望该规格只与器件的设计及半导体制造工艺有关。但实际上，封装设计对导通阻抗RDS(ON) 的最小化有着巨大的影响。　　封装对RDS(ON)的作用巨大是因为该参数主要取决于传导损耗，而封装无疑可以影响传导损耗。考虑本文正文提及的飞兆半导体FDMS7650 和1m&O导通阻抗。该器件能获得较低RDS(ON) 值，大约一半原因可归结于封装设计。其封装采用一种坚固的铜夹技术取代常用的铝或金键合引线来连接源极和引线框架。这种方案把封装阻抗降至最小，并降低了源极电感，源极电感是开关器件产生振铃的主要原因。
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