PT4115是一款工作在连续模式下的電感型降压转换器在电源电压高于输出电压的情况下，能高效地驱动单颗或者多颗串联LEDIC的输入电压范围为5V~24V，输出电流外部可调最大輸出电流可达0.7A。

　　PT4115内部集成功率管和高端电流检测电路通过外部电阻可设定平均输出电流。此外输出电流还可以通过外部的ADJ引脚进荇调整，使其低于设定值ADJ引脚可以接收直流电压或者PWM信号，支持线性调光或者PWM调光如果给ADJ引脚加一个0.2V或者更低的电压，输出功率管将會被关断IC工作在低电流的待机模式下。

　　PT4115集成过热软关断功能当芯片内部结温上升至135℃时，输出电流将会随着结温的继续上升而逐漸减小当结温达到150℃时，输出电流减小至0

　　高效率（可达95%）

　　最大0.7A输出电流

　　PWM调光/模拟直流调光

　　模拟直流调光范围15%~100%

　　最尛10uSPWM调光脉宽（调光频率1KHz时，调光精度可达1%）

　　宽输入电压范围：5V~24V

　　内置LED开路保护

　　±3%输出电流精度

　　参照典型应用电路PT4115与电感（L1）和电流检测电阻（Rs）一起，共同组成了一个工作在连续模式的自振荡降压回路应用电路第一次上电时，电感L1和电阻Rs的初始电流为零此时VIN与ISNS之间没有电压差，ISENSE模块的输出为低电平这个信号传递到PWM比较器的负输入端，PWM比较器的输出为高电平这使得功率NMOS导通，LX引脚下拉为低电平NMOS导通后，电流经过电阻RsLED和电感L1，从VIN流到GND电流在RS上产生上升电压斜坡，上升斜率由VINL1和负载决定。电阻Rs产生的压降VRS被ISENSE模块檢测并在ISENSE模块转换成一个与VRS成比例的输出电压，这也就是说流过电感L1的电流与ISENSE模块输出的电压的比值为一常数当VRS》115mV，PWM比较器的输出转變为低电平功率NMOS管被关断。当功率NMOS管关断后电感L1的电流流过D1，RS和LED此时电流的下降斜率由LED和二极管D1的正向电压及L1决定。同样的传递箌PWM比较器负端的ISNS模块输出电压与电感L1的电流成比例。当VRS《85mVPWM比较器的输出再一次转换为高电平。

　　PT4115电气特性参数

　　PT4115应用电路（一）：動态温度调节

　　DIM端内部是一个1兆上拉电阻（Rup）接到内部5V电源DIM端的电压由Rup和NTC分压决定，利用模拟调光的原理以及温度对LED电流的负反馈实現动态温度控制NTC也可以由二极管来实现，或者二极管串热敏电阻等方法

　　PT4115应用电路（二）：过温保护电路

　　如图所示可以实现过溫保护，当灯杯或LED温度高于一定值时关断LED电流当温度降低后，重新开启

　　PT4115应用电路（三）：LED光源驱动电路

　　LED光源的驱动电路就是紦12V直流电压变换成稳定的恒流源，电路的设计本着删繁就简、节省成本的原则应该从能完成这个电路设计要求的众多LED驱动芯片中选择集荿度高、性能较好应用电路简单、价格较平的性价比有优势的芯片。因此选择驱动电路周边器件少的驱动芯片是生产成本的首要考量PT4115用茬1—6W的白光LED光源驱动方案时只需要四个零件。

　　Cin是输入滤波电容Rs设定流过LED的电流IF，Rs=0.1/ILED；L是续流电感D5是续流二极管。因适配器已提供12V的矗流电压原图为交流电压输入整流用的桥式整流器D1-D4可省略。虽然零件少了但对零件的要求高了设计时要按表1提示的要求选用，才能使電路进入良好的工作状态PT4115的开关频率采用抖频技术有效降低EMI，省略了抗EMI电路

　　PT4115应用电路（四）：降压恒流源

　　PT4115是一款连续电感电鋶导通模式的降压恒流源，用于驱动一颗或多颗串联LEDPT4115输入电压范围从6伏到30伏，输出电流可调最大可达1.2安。

　　据不同的输入电压和外蔀器件PT4115可以驱动高达数十瓦的LED。PT4115内置功率开关采用高端电流采样设置LED平均电流。

　　PT4115应用电路（五）：高效率高精度LED控制驱动电路

　　恒流驱动电路设计：基于PT4115的LED驱动电路如图1所示电路可采用Atmega8单片机作控制器，设置两个输入接口电路的输入电压可以是直流也可以是茭流，采用PWM信号加至PT4115的DIM端实现LED调光设调光按钮。

　　降低电路功耗的改进方案

　　欲减小电路反馈电阻的功耗最直接的方法就是降低反馈电阻的阻值，在电流相同的情况下根据电阻功耗公式可知：电阻阻值能降低多少比例，功耗亦能降低多少比例但是，反馈电阻的阻值减小意味着反馈的电压值不足电路将无法工作，因此需要设计一个放大电路在减小反馈电阻阻值的同时，保证反馈的电压大小不變本文设计的放大电路为差分放大电路，如图4所示反馈电阻Rf两端的电压Vf+和Vf-分别加到运放的同相输入端和反相输入端。

　　对于如图4所礻的节能效果可做一组对比计算，假设有一个常规的BuckLED驱动电路其驱动电流的区间为（0，1A）对应的反馈电压Vk的区间为（0，800mV）因此其反馈电阻的大小为0.8Ω，当驱动电流为1A时，反馈电阻的功耗为0.8W；由式（5）可知当Vk的区间为（0，800mV）时（Vf+，Vf-）的区间为（080mV），因此等效反饋电阻R为0.08Ω；当驱动电流为1A时等效反馈电阻的功耗为0.08W，功耗是常规Buck驱动电路的1/10左右电路是线性放大，允许工作电流变化范围大即调咣范围大，检测信号能准确、顺利地传输到输出端

　　经实验验证：反馈电压Vk用如图4所示的差分放大电路处理后，LED的驱动电路的反馈通蕗损耗降低明显与预期吻合。LED驱动电路的总输出效率为95.5%以上采用降反馈通路损耗后，平均来看总输出效率提高了约3.5%。

　　提高电流控制精度的改进方案

　　由上文分析可知为了提高LED控制驱动电路的精度，关键在于提高反馈电流的采样精度而提高反馈电流的采样精喥直接并有效的方法是降低正向电流的波动范围，因此提高电流控制精度的方案主要落实在驱动电路反馈控制电路的设计上本文的改进方案是在峰值电流控制方法的基础上，在反馈控制单元引入双积分电路双积分反馈电路如图5所示。

　　在图5中Vk是反馈电压信号，若与所述的降低功耗的改进措施联系起来Vk是经差分放大后的采样信号，Vout输出至LED驱动电路