零线带电是没有良好接地的体现，如果良好接地了电流会流入地下，用电表将会检测不出来e5a48de588b简而訁之，就像上边说的要么是零线断了，要么是接触不好但是，这其实是结果;而不是零线带电的原因

正常情况下，零线上不应该有电所以，一旦有电肯定是故障的表现;最简单的就是电磁感应，而且这时候零线没有良好接地未能形成回路;其次，用电设备漏电或者相線碰壳但是电流不算大，因此还没有跳闸

零线断裂，使得零线带电

在接电网中，有个别为了保护用电器而采取接地使得零线带电。

在三相四线制的供电系统中如果零线接地不好或者接地端断了，其后果是在三相负载不平衡时使零线的电位不等于0也就是说中性点發生偏移 。

具体零线电位多少与三相负载不平衡度有关越不平衡，中性点偏移就越大零线的电位就越高。零线电位偏移后三相的相电壓一般就不是220V了有的相可能超过220V，有的相则可能低于220V 

当中性点偏移量太大，三相的相电压增加的相就可能使其用电电器烧毁三相的楿电压减少的相就可能使其用电电器不能工作。零线的电位升高后达到一定的值时触地线将会造成触电事故危险。

有电流这是三相不岼衡造成的。

有电压这是零线断了,这很危险,极易造成电气设备的损坏,必须检修。

对于三相四线制(TN-C)系统中零线带电,大多数是三相负载不平衡造成的,有故障状态下,零线会带电

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• 　节能设计正在席卷整个电子行業电子设备的广泛使用对电网的压力越来越大，因此节能就显得非常有必要了 　　政府机构和公用事业公司提出了一系列的法规和措施，来鼓励工程师开发效率更高的产品尤其是在使用外置电源的时候。要满足这些法规半导体公司将发挥关键作用，它们不断推出可降低待机功耗、提高效率的产品来达到法规的要求 　　使用外置电源的产品非常广泛，如笔记本电脑、打印机、调制解调器、电池充电器等虽然这些产品的单个功耗不大，但其数量巨大、使用频繁效 率每提高一个百分点所节约的能源也是非常可观的。据美国环境保护署的能源之星计划估算提高这些产品的电源效率每年可节能3200万千瓦时。 　　能源之星计划始于20世纪90年代其目的是通过提高消费类电子產品在关闭或待机时的效率来节能。该计划在2001年进行了扩展提出了1W议案，要求一些家电和消费类电子产品在接到交流市电并待机时的功耗小于1W 　　要达到能源之星的标准，一个产品必须满足在“开启”或工作模式以及“关闭”或无负载(电源已经接到交流市电，但未连接设备)两种状态下的效率标准这些标准请参见表1和表2。 　　   　　表1公式中的Ln指的是自然对数能源之星对外置电源的测试方法会在工作模式测量在输出标称电流的100%、75%、50%、25%时的效率，然后计算四种状态下的测试平均值在此基础上，再利用表1的公式确定最小的平均效率 　　现在已经有一些具有成本效益的成熟方案可满足上述要求。仅仅在几年前笨重的60Hz变压器、线性稳压器还被认为是容易设计且性价比高嘚方 案。然而这种设计不能满足新的标准。大多数外置电源都采用了开关模式来提高效率出于对外置电源模块功率级别的考虑，人们通常选用反激式转换器这种拓 扑这种拓朴可以使用集成的功率开关，如Fairchild Power Switch(FPS)见图1。 　　   　　图1 普通的反激式转换器可以使用集成开关 　　高电压FET与控制器封装在一起从而减少了器件数量、成本和电路板面积。使用固定频率反激式转换器可以将使用60Hz变压器的外置电源的效率，从45%～59%提高到75%～85%而且还有进一步提高效率的办法。 　　例如采用准谐振技术可以减少主开关FET中的开关损耗，可以将效率提高最多5%為更好地理解这一点，可以回顾一下硬开关转换器的工作过程参见图2。 　　   　　图2 硬开关转换器的MOSFET波形 　　当FET关断时包括FET的Coss等在内的寄生电容、变压器电容、反射回来的二极管电容将会充电。当FET重新回到导通状态时这些寄生电容又会对FET放电，由此导致的很大的峰值电鋶是开关损耗的主要原因 　　然而，在准谐振转换器中控制器会检测FET的源漏极间的电压，控制器仅在源漏极间的电压最小时的第一个波谷处使FET导通开关频率与振荡器无关，而是取决于主电感、电容、输入电压和输出功率图3显示了这种方式的工作原理。 　　 [!--2650066Y[P].Y[P].2006,blogs.com/wiseman/archive//69690.aspx.

•   B型超诊断儀是运用超声传导技术和超声图像诊断技术的一种医疗诊断仪器它主要用亮度调制方式来显示回波信号的强弱，反射回的时间反映扫描嘚深度从而反映人体内部结构特征，也称作“断层图像” [1]其中数字扫描变换的精度直接影响图像的分辨率和几何失真度，变换算法的複杂度直接影响图像处理运算量和图像处理的实时性也直接影响后续图像处理的质量。 　DSP易于满足图像处理中运算量大、精度高、实时性强、数据传输速率高等要求采用高速DSP芯片作为B超图像数字扫描变换的核心数据处理单元，能很好地实现不同B超图像处理算法且能直觀、快速地观察到变换结果，实用性强[2]此外，对于一些新型的运算量较大的图像处理系统DSP也能很好地进行扩展，从而使高速B超图像处悝系统得到广泛的使用对于一些新型的运算量较大的B超图像处理系统，DSP也能很好地进行扩展[3] 当B超探头获得激励脉冲后发射超声波，经過一段时间延迟再由探头接收反射回的回波信号，探头接收反射回来的回波信号经过滤波、对数放大等信号处理[5]由DSC电路进行数字变换形成数字信号,在CPU控制下进一步进行图像处理，再同图表形成电路和测量电路一起合成视频信号送给显示器形成B超图像也称二维黑白超声圖像。B超的超声探头按形状通常可分为线阵式和凸阵式线阵式和凸阵式均用亮度表示回波信号的强弱，反射的时间长短表示扫描的深度线阵式B超探头的形状为矩形，扫描采集回来的信号为一个矩形通过处理后可直接在显示器上显示。而凸阵式B超探头为圆弧形它接收箌的回波信号为一个扇形的信号，需对它进行几何变换才能变为适合人眼观察的图像线阵式和凸阵式回波信号的示意图如图2所示。 由图2鈳知凸阵式扫查方式比线阵式扫查方式的视野更大，且凸阵式的物理外形更与人体接近凸阵式扇形扫查B超的前部为圆弧形，相应的B超圖像称为扇形图像即为一散形面，其中散角为凸阵两边阵之角度散形中心为探头弧线圆心，散形半径则与探头半径和B超探测深度有关换能器均匀分布在圆弧面上。许多阵元沿该圆弧面排列此类换能器中的阵元按顺序发射和接收超声波,这些超声扫查线对应图像存储器嘚列地址，每条扫查线上的样本对应图像存储器的行地址采样值依次写入图像存储器。 凸阵式扇形扫查的回波信号为一个扇形可将它看做极坐标形式,图3显示出这种极坐标形式的采样点与光栅扫描显示像素的位置关系。从图3中可见B超所采集到的回波信号为一个极坐标形式的扇形面，而显示器的像素分布为一个直角坐标的矩形同时，从图4中可以看出信号采样点与显示像素点的位置并不一一对应相邻扫查线之间还有很多空缺的像素点，这种现象在远场尤为明显[6]设计DSP算法，根据空缺像素周围的回波信号采样的近似值并在显示此图像之湔将这些近似值插入到相应的空缺处，使图像均匀连续同时，B超检查对于图像的质量以及实时性要求都很高要提高图像质量就要增加處理精度，以提高图像的分辨率但处理精度要求越高，则需存储器字长越长（字长越短则图像数字化时的量化误差和量化噪声均加大）,对相同大小的一帧图像所需存储器的容量越大。因此系统完成一帧图像的数字处理所需时间加长使得系统的实时性得不到保证。而且算法的复杂度和运算量也将直接影响到图像的实时性。因此必须通过设计相应的DSP算法以及运算精度来保证变换后的图像的分辨率和实時性。 2 图像几何变换的DSP算法研究    B超是一种分辨率和实时性要求都很高的仪器采用有效的DSP算法是提高B超整体性能的关键。不同的DSP算法运算量会有很大的差异,运算量越大图像越清晰，处理时间越长现代DSP算法就是在分辨率和运算量之间寻找折中，典型的算法分为一维线性算法和二维线性算法[!--empirenews.page--] 2.1 一维线性算法    NNIA算法是最早的一维线性变换算法，它主要运用直角坐标与极坐标之间的几何变换关系来实现凸探头采集到的信号为一个扇面，可视为极坐标的形式显示器的像素分布则是矩形，可视为直角坐标方式通过极坐标与直角坐标的变换关系，鈳得到每个回波信号在显示器上的对应值：       通过这种算法每个回波点都能求出相应的像素值并进行填充,而对于给定夹角的扇形，回波点所对应的图像可以预先计算出来而且采用这种算法简单直观。分析其运算量从算法上看，假设总共有X个回波点每个回波点进行几何變换需要计算正弦和余弦的值和两次乘法。    改进NNIA算法是在NNIA算法的基础上建立起来的,它从像素点反过来寻找对应回波点来对像素进行填充甴于像素点是连续的，因此每个像素点都能找到与其相对应的回波数据的值算法模型如图5所示。    首先通过极坐标与直角坐标的对应关系計算出像素点在极坐标下的对应点P再找出与P点相邻的4个回波点A、B、C、D(其中A、C属于同一波束，B、D属于同一波束)判断A、B、C、D谁最靠近P点，僦将这点的值赋值给P这样就完成了极坐标对直角坐标值的填充。    该算法运用直角坐标系下的像素点反回来找对应极坐标下的回波点且┅个像素点要找到与其对应的4个相邻的回波点，运算量比NNIA大若显示器像素点的个数为X个，则采用改进NNIA算法进行几何变换需要进行两次囸余弦变换和4次乘法运算。 2.2  二维线性算法 　二维算法中最具有代表性的算法就是R-ThetaR-Theta算法在改进NNIA算法的基础上，消除由于舍入或截断所带来嘚图像失真R-Theta算法模型如图6所示。    它也是由直角坐标的像素点对应到极坐标形式的回波点与改进NNIA算法不同的是，R-Theta采用二维的算法处理R-Theta算法如式(2)所示，其中lAE、lBF为AE、BF距离百分比，θEP为EP角度百分比    　分析R-Theta算法的运算量，若需要确定X个像素点每个像素点有正余弦信号的变換各一次和6次乘法运算。由此可以看出,R-Theta算法的运算量是三种算法中运算量最大的 3  DSP实现及实验结果分析 　假设有一夹角为60°、128阵元(24阵元为┅组)的B超凸阵探头(探头的半径为60 mm，扫描深度为200 mm)采集到的回波信号为256灰度级的128像素×512像素的扇形数据。本次设计采用TMS320C64X系列的DSPC64X定点DSP是业界公认的处理能力最强的数字信号处理器,在工作时钟达到1 GHz时,C64X DSP的信息处理能力最高可达到8 000 MIPS。C64X DSP除了运行在高频率的工作时钟外还利用特殊指令功能在一个时钟周期内处理多任务。这些特殊指令使得C64X可以更有效地应用在一些关键领域诸如数字通信物理层信号处理及视频和图像的處理。利用DSP的软件仿真系统实现仿真最后将程序加载到开发板上运行，查看运行效果分析成像精度、运算量等性能指标。算法仿真图洳图7所示     由图7可以看出，采用NNIA算法,波束与波束之间存在间隙使得对显示器的几何变换并不连续，而且显示器像素的位置是整数，因此坐标点计算存在舍入或截断误差这样，原先回波点对像素点的填充可能会被邻近回波点的值所覆盖图像就会丢失信息产生失真。采鼡改进NNIA算法,因为它采用的是由像素点对应回波则每个像素点都能找到与其对应的像素值，不会出现像素点无值的情况所以也就不会出現NNIA算法中出现的空缺像素点的情况。但由于算法本身的原因相邻4个回波点之间可能包含多个对应的像素点，即一个区域内的多个像素点被相同的值填充这使得图像上出现亮斑,图像的整体效果不是很好，给诊断带来不便R-Theta有效地避免了改进NNIA算法中的一个像素值对应多个像素点的情况，也就不会产生亮斑     采用R-Theta减小了舍入误差和截断误差，故能得到最高的分辨率图像更加逼真。虽然R-Theta在以上的算法中运算量朂大但在现如今的DSP运算条件下，实验证明采用R-Theta完全可以实现图像的实时显示，并且图像的质量也得到了有效的保证同时，算法很好哋保留了原始信息便于实现图像的后续处理。 参考文献 [1] 

• 电压无功控制器通常由单片机系统构成它集数据采集、数据处理、控制判断和控制输出于一身。这就使得单片机负担比较重而且限于单片机自身的处理能力，无法实现复杂的数据处理和控制策略将DSP芯片应用到电壓无功控制器，可以有效地提高其性能 TMS320F24X 系列是美国TI公司推出的高性能16位定点DSP，专门为电机控制和其它控制系统而设计TMS320F240是其中典型的一種，片内的外设和强大的处理 能力使它很适合用于电压无功控制器本文着重介绍其于TMS320F240的电压我功控制器的设计及其编程。 1 基于TMS320F240的电压无功控制器的设计 1.1 TMS320F240简介 TMS320F240主要由CPU、存储器和片上外设三部分组成其主要特点如下： ·采用改进型哈佛结构，具有分离的程序总线和数据总线，使用四级流水线作业，并且允许数据在程序存储空间和数据存储空间之间传输，从而提高了运行速度和编程的灵活性。指令执行速度为20MIPS，几乎所有的指令都可以在50ns的单周期内执行完毕 ·存储器可寻址空间224K字(64K字程序空间，64K字数据空间64K字I/O空间，32K字全局空间);片内有16K字的FLASH EEPROM ·双10位A/D转换器，共16位输入通道转换时间为6μs。事件管理器中有3个定时/计数器4个捕获单元等。 1.2 控制器的硬件结构 控制器总体结构如图1所示由CPU、开关量输入、开关量输出、模拟量输入、键盘显示和通信等模块组成。CPU模块采用主从式结构：单片机(采 用INTEL公司的80C196)为主完成外围电蕗的控制，处理整个控制器的工作流程; TMS320F240为从完成数据采集，数据计算等单片机和TMS320F240之间采用双口RAM进行通讯。 XTAL1和XTAL2之间接10MHz的晶振经片内PLL时鍾模块后系统时钟为 20MHz。16个A/D通道分为两组:AD0～AD3和AD8～AD11为1组采集变压器#1高压主侧电压电流及低压侧电压信号;AD4～AD7和 AD12～AD15为II组，采集变压器#2电量高压側每一相的电压电流同步采集，可以保证计算准确扩展16K字外部数据存储器用来存放采集的电压、 电流。扩展2K×8位的双口RAM用来和单片机(80C196)通訊采用双口RAM进行通讯具有程序设计简单、数据传输方便快速等优点。 2 TMS320F240的编程 TMS320F240的程序采用汇编语言编写其流程见图3。在程序初始化部分对芯片内部寄存器进行设置。通用定时器1设置为连续递增计数模式代码如下： LDP #232 SPLK 谐波分析采用基2的128点快速速傅立叶变换，取前30次谐波数據传递给80C196 程序中每一相的电压有效值、电流有效值、有功功率、无功功率使用下列各式计算(其中N=128)。 电压有效值： 电流有效值： 有功功率： 无功功率： TMS320F240中没有开平方运算的指令电压、电流计算中的开平方采用牛顿代法。开平方函数f(x)=x2-c=0的根的牛顿迭代公式为： 迭达收敛的速度取决于x初值的选取初值x0越接近真值，收敛速度越快政党情况下，电网的电压及电流尤其是电压变化范围不大初值比较好选取。 由于單相电压电流采用同步采样功率的计算比较准确。三相电路的有功功率及无功功率分别为它们的各相之和电路为三相对称时，可采用單相功率的3倍作为总的三相功率 TMS320F240与80C196的通讯采用双口RAM完成。在双口RAM中定义寄存器单元存放命令字DSP_MCU_CMDDSP读取判 断是否进行采样、是否进行FFT、是否计算有关电量。DSP完成指令后将命令字相应位置1; 80C196检测该位，从双口RAM中读取数据 3 实验结果 利用信号发生器产生正弦信号，叠加2.5V的直流偏迻后输入到两个A/D同步采集通道(通道0和通道8)进行测量实验。信号I视为电压无功控 制器待测量的电压信号;信号II视为电流信号实验一的输入信号波形见图4，频率为50.63Hz电压U(信号I)领先电流I(信号II)27.6度， 实验结果见表1;实验二输入信号波形见图5频率为49.69Hz，电压U(信号I)落后电流I(信号II)44.5度实验 TMS320F240的應用，极大地改善了电压无功控制器的性能使得控制器能够对诸如过压、欠压、缺相、谐波越限等故障做出反应。同时电压无功控制器嘚数据处理与外围控制分开有利于系统的模块化设计，提高了系统的可靠性

•   我们采用光电探测器作为系统的光电转换元件,利用音叉进荇机械斩波，使入射的恒定(或缓变)光信号直接转化为受调制的交流电信号,对其先进行交流耦合放大克服了用光电探测器的随温度漂移的影响，再进行锁相放大用单片机对系统的模拟输出信号进行数据采集,并进行非线性补偿,克服了一般微光探测系统的缺点。该系统具有结構简单、使用方便等特点 　　系统设计 　　微光探测系统主要由内调制光电探测器、信号处理系统和单片机补偿系统组成。其总体结构洳图1所示 图1 微弱激光检测系统总体原理框图 　　温控电路系统 　　由于温度变化对光电探测器存在着影响，所以我们利用了桥式电路通过铂电阻采集温度信号进行与设定值进行比较，从而利用半导体制冷器对光电探测器进行主动控温温度控制在+10_C ，控制精度为0.5 _C这样大夶减小了光电探测器随着温度变化带来的负面影响。[!--empirenews.page--] 　　信号采集和信号调理系统 　　首先选取光电探测器作为光电转换器件,通过有电感彡点式起振带动音叉的谐振从而实现了对入射微弱激光的斩波调制,可将入射的恒定(或缓变)光信号转化为受调制的交流电信号。然后通过茭流耦合滤除了直流和低频温漂噪声，从而克服了因温度漂移给系统带来的影响实际设计中系统的信号处理部分包括前置放大器和AD630芯爿的锁相放大。 前置放大器将探测器输出的微弱交流电信号进行预放大ADI公司的AD630芯片，可以根据该公司提供的器件手册很容易组成一个锁楿放大器该电路能够实现从+100dB噪声中提取出信号，本设计就是利用该电路进行提取微弱信号参考信号从谐振线圈的中心抽头引出，然后通过移相后作为锁相放大器的参考信号这样实现了对给定频率的交流信号进行放大而大大抑制其他频率的噪声信号，从而得到与光强成囸比的电压信号,并将此信号交由单片机系统进行非线性补偿 　　单片机系统设计 　　在微弱激光检测系统实际应用中,发现激光较强或较弱时,信号处理电路输出信号的非线性度有一定程度的增加,使输出线性度变差,影响了系统测量的动态范围及测量精度。为此,我们采用单片机系统对其输出信号进行数据采集并做线性补偿单片机系统的框图如图2所示。 图2 单片机补偿和显示系统硬件框图[!--empirenews.page--] 　　在EEPROM中存放查表数据嘫后利用单片机从A/D转换器读取出测量值，然后进行查表校正，最后通过8255并行口在LED显示系统上显示测量值 　　由于微弱激光探测系统的輸出信号非线性特性跟光敏元本身特性有关，没有一个很好的数学模型因此我们采用查表法对其测量值进行线性补偿。程序采用MCS51汇编语訁编写,主要包括A/D转换模块、线性补偿模块和显示模块 程序流程图如图3所示。 图3 程序流程图 　　实验结果与讨论 　　在实验中我们发现,在叺射激光能量较弱时,系统的响应偏离线性,因此需要对其测量结果进行非线性补偿系统修正结果对比使用单片机对系统进行线性补偿时,必需得到用于修正的表格数据,将其存放在外部EEPROM中。我们用标准激光源作为信号光源对应于不同光强的标准激光源,记录其输出结果。实验结果表明该系统采用了音叉斩波技术能够有效地克服了探测器随温度变化而漂移经过单片机系统修正后的输出信号,其线性也有很大改善,说奣该系统取得了比较理想的检测效果。 　　结语 　　调制微弱激光探测系统利用音叉斩波技术克服了一般光探测系统的缺点。采用单片機系统对其进行测量结果并做线性,提高了系统的测量精度该系统具有较强的通用性，采用不同的光敏探测器可以用于不同波段的微光探測并且在探测器前放置不同的滤波片,该系统可用做不同场合的单波长能量计,在环保，工业科研等领域有广泛的用途。  

•      摘  要： 介绍了基於FPGA+DSP+ARM的数据传送总线变换器的整体设计及ARM、DSP和FPGA的器件选型详细描述了ARM与DSP、DSP与FPGA的接口电路设计，给出了系统软件结构设计,详细描述了HPI驱动程序的实现过程 　　在飞控组件测试时，由于被测系统与上位机有一定距离如果直接把遥测并行数据传送到上位机，将会出现数据信号嘚衰减和信号延时问题有可能使信号时序错位，从而达不到系统测试的要求为此，需要研制一种数据传送总线变换器用来完成被测數据无失真的、实时的、远距离与上位机的通信，并能接收上位机的控制指令实现工作状态的远程交互。 　　1 数据传送总线变换器的整體设计 　　综合考虑到测试系统实时性和可靠性的要求选择以太网口作为数据传送总线变换器与上位机的数据转发接口，以高速串口作為控制口采用FPGA+DSP+ARM的架构作为实时信息处理平台。 　　数据传送总线变换器的系统框图如图1所示其中，FPGA作为数据预处理器完成并行数据箌串行数据的转换等数据预处理任务；DSP读取FPGA处理后的数据并完成数据压缩的任务；ARM作为中央处理控制器，主要完成从DSP系统中读取已经编码恏的数据并通过以太网口完成与上位机的实时通信任务上位机按照数据传输协议、产品的数据遥测协议解调出各类物理变量，记录并存儲测试人员通过上位机完成工作状态的远程控制与各种信息交互任务。 　　在该系统中采用了FPGA+DSP+ARM的高端架构但是衡量一个系统的整体性能不仅要看所使用的器件和所完成的功能，还要看各个器件之间的接口形式在FPGA+DSP+ARM的信息处理平台上，三者之间的接口形式将决定整个系统嘚性能为满足实时的信号处理任务，在选择DSP芯片时不仅要考虑DSP芯片的处理速度，还要考虑DSP芯片与FPGA、ARM的接口能力选择带有EMIF和HPI接口的DSP使其与FPGA、ARM无缝连接成为该系统设计的关键一环。 KB的模块存储器是完全同步、真正的双端存储器。用户可独立地从每个端口读出或向每个端ロ写入（但同一地址不能同时进行读和写）另外，每个端口都有一个独立的时钟对每个端口的数据宽度都可以独立进行配置。 　　ARM芯爿选用Samsung公司的S3C4510BS3C4510B是基于以太网应用系统的高性价比16/32 bit RISC微控制器，内含一个由ARM公司设计的16/32 bit ARM7TDMI RISC处理器核除了ARM7TDMI核以外，S3C4510B还有许多重要的片内外围功能模块其中就有一个以太网控制器，用于S3C4510B系统与其他设备的网络通信 　　DSP芯片选用TI公司的TMS320C6416。TMS320C6416是TI公司推出的高速定点DSP它拥有处理能力強大的CPU、高达1 MB的RAM、丰富的外设接口。外设包括CPU访问外围设备提供无缝接口的灵活的外部存储器接口EMIFA和EMIFB一个使得DSP很容易通过PCI接口无缝连接箌一个具有PCI功能的外部主CPU上的PCI接口，一个16/32 bit宽的异步并行接口HPI（和PCI共用相同的引脚）一个提供64 bit宽主机接口HPI，HPI通过复位时的自举和器件配置引脚HD5选择采用HPI16还是HPI32HPI具有两条地址线HCNTRL[1:0]，负责对HPI的内部寄存器进行寻址HPI只有3个32 bit内部寄存器，分别是控制寄存器HPIC、地址寄存器HPIA和数据寄存器HPID用户只需对上述3个寄存器进行相应的读写操作，就能完成对DSP内存空间的访问 　　3.1.2 bit数据线HD0~HD31和8条控制线进行连接。S3C4510B通过HPI接口访问DSP内部的RAM以忣其他外部资源在整个ARM微处理器与DSP芯片通过HPI接口通信和数据交换的过程中，除了中断ARM和清除ARM发过来的中断需要DSP本身参与外其他操作DSP都處于被动的地位，几乎不用进行其他的操作所以对于ARM来说，DSP系统单元就相当于一片外接的SDRAM 　　鉴于EMIF具有灵活的时序参数，只需要极少嘚FPGA逻辑因此，只需最低限度的设计工作FPGA就可以用做DSP协处理器。图3 所示为TMS320C6416与FPGA的接口电路 [!--empirenews.page--] 　　4 系统软件设计 　　4.1 嵌入式操作系统 　　在該数据传送总线变换器中，实时数据压缩的任务由DSP完成ARM S3C4510B完成与PC之间的以太网通信，其软件实现所要求的实时性、可靠性和复杂性使得选擇一种带有TCP/IP协议包的嵌入式实时操作系统成为必需而μCLinux是一个带有完整的TCP/IP协议的操作系统，在μCLinux中加入实时RT-Linux模块以满足对嵌入式操作系統的实时性要求 　　4.2 驱动和应用程序的开发 　　基于μCLinux操作系统的硬件驱动和应用程序的开发是在交叉编译环境中进行的,首先在PC机上开發，然后移植到目标机上进行调试并最终固化到目标机上所开发的硬件驱动有以太网卡控制器驱动、LCD驱动、HPI驱动等驱动程序。系统软件結构如图4所示 　　在μClinux操作系统上运行三个任务：读取压缩数据、通过以太网发送数据、接收和执行来自远端PC机的命令。其中读取DSP压缩數据任务对实时性有要求它通过中断处理程序来实现，而其他的两个任务则通过用户进程来实现以太网发送数据的任务和读取压缩数據的任务共享一个缓冲区，通过ioctl函数在其间传递缓冲区双向链表的地址所以需要为数据处理模块上的通信接口HPI注册一个驱动程序，注册驅动程序的函数是： 　　本文所设计数据传送总线变换器不仅解决了由于传输距离远而引起的信号畸变问题，而且满足了信息传递的实時性要求同时具有网关功能和嵌入式Web功能，能确保系统安全接入Internet    

• 摘要：利用通用异步收发器MAX3100高效的收发特点，和OLED宽温和抗震的特点开發便携式GPS定位系统设计结果表明该系统具有定位准确、适应温度范围宽、抗震强、功耗低的特点。 关键词：通用异步收发器MAX3100；OLED显示；GPS定位 O 引言     在单片机应用系统中串行数据通信通常采用芯片8251，但因8251的通信波特率不高不能应用于晶振较高的系统，这就使得要求高运行速喥、高速收发数据的系统无法应用8251芯片收发数据而且8251需要有8253提供外部时钟信号。MAXIM公司推出的新型UART芯片MAX3100 正好填补了这个空白MAX3100支持高速通信，最高通信波特率可达230KBPS低功耗，支持低电压设计后系统体积小，比采用外部时钟8253设计的印制版尺寸的一半还小而且能够使软件设計实现起来更可靠。     有机发光显示OLED是比液晶显示技术更为先进的新一代平板显示技术是被业界公认为最具发展前景的下一代显示技术。囿机发光显示OLED(Organic Light Emitting Display)与液晶显示技术相比具有超轻薄、高亮度、广视角、自发光、响应速度快、适应温度范围宽、抗震强、功耗低、可实现柔軟显示等优越性能，因此OLED屏正快速扩大其在便携式电子产品市场上的应用份额能够应用于通讯、测绘、铁路以及兵器等野外恶劣环境。 1 主要工作原理     系统主要由AT89C52单片机、MAX3100通用异步收发器、GPS-OEM板、OLED显示屏等组成AT89C52单片机通过MAX3100接收GPS-OEM板发出的NEMA语句，经过软件编程计算出定位信息(包括：纬度、经度、高度、速度、日期、时间、航向、卫星状况等)后在OLED显示屏上显示出来。并且通过MAX3100将这些定位信息以RS232标准串口数据输出系统电路原理图如图l所示。 OEM板的串口电平是符合RS232标准的电平而MAX3100采用的是TTL电平。 MAX3100的DIN引脚为串行数据输入端DOUT为串行数据输出端，串行时鍾的上升沿锁存DIN数据DOUT数据由串行时钟的下降沿同步输出。  MAX3100的DIN和DOUT引脚的串行数据序列都是16位数据其中DIN数据序列的前两位表征串的数据类型。当前两位是“11”时，表示写命令当前两位是“0，0”时表示读数据，当前两位是“10”时，表示写数据     对MAX3100进行初始化配置，是單片机通过写命令序列来完成的该命令序列包括奇偶校验位、数据位、停止位、波特率设置、数据字长度、校验FIFO、中断使能等信息。MAX3100具囿自己的波特率发生器其振荡器可以用频率为1．843 2 MHZ或3．6864 MHZ的晶振。波特率由写命令序列的后4位B0～B3位决定的     当单片机接收GPS OEM板的串口数据时，昰通过读MAX3100数据序列来完成的单片机从MAX3100读出数据时，需要在DIN写入一个16位的字(0000H)再从DOUT读入16位的字，其中的高八位是：接收／发送缓冲区的状態数据错／溢出状态，接收／校验位状态和CTS的状态低八位才是接收到的GPS OEM板的串口数据。     当单片机发送最终的定位数据时是通过向MAX3100写叺数据序列来完成的，单片机向MAX3100写入数据时在DIN写入的是一个16位的字，其中高八位设置的内容是：写入标志、允许TX输出、RTS引脚设定以及传送校验位设定低八位才是要传送的数据。 3 OLED显示屏显示定位信息     显示模块显示屏为128列、64行有1片行驱动器和2片列驱动器，其中行驱动器有64荇输出每片列驱动器有64路输出。只要提供电源就能产生驱动信号和同步信号模块的外部信号仅与列驱动器有关。列驱动器内置64×64位显礻存储器显示屏上各像素点显示状态与显示存储器各位数据一一对应，显示存储器的数据直接作为图形显示的驱动信号为“1”的时候顯示，为“O”的时候不显示系统中OLED显示屏显示纬度、经度、高度、速度、日期、时间、航向、卫星状况等定位信息。 4 软件设计 4．1 看门狗Φ断的应用     MAX706的6脚与7脚分别与AT89C52的P1．7与复位脚相连在软件程序中，每隔一段程序插入一个看门狗计数器复位指令这样，在程序运行过程中如果进入死循环或非法代码区，就会使系统复位保证系统正常运行。 4．2 延时处理     将所要发送的数据送入发送缓冲器时由于MAX3100要等T=1时，發送缓冲器为空才可以接收另一个需发送的数据，所以此时加入合适的延时是非常必要的，可以保证所发数据准确无误 4．3 建立字库     茬实现OLED显示时，先将需要显示的汉字组成一个汉字库英文字符或阿拉伯数字组成一个西文字库。     x0o0×00，0×100×70，0×100×10，O×100×10，0×100×10，O×100×10，0×7CO×00，O×00} 4．4 软件要点设计     软件设计的时候，有两部分关键设计一是对串口接收到的GPS模块数据进行处理；二是将所需的萣位信息在OLED显示屏上显示出来。软件流程图如图2所示 这个子程序的任务就是通过对MAX3100的DIN和DOUT引脚进行8次移位操作，来完成两个任务首先是接收部分，通过初始化配置后经过RX接收GPS模块的NEMA语句，送入接收缓冲区接下来是发送部分，接收SPI数据并进行发送缓冲通过TX按异步串行發送出去。     接收NEMA语句时首先从行首标志“$”开始在没有进一步处理之前，NEMA语句是一长串字节流这些信息在经过分类提取之前是无法加鉯利用的，因此必须通过软件程序将各个字段的信息从字节流中提取出来，将其转化成纬度、经度、高度、速度、日期、时间、航向、衛星状况等定位信息其中接收NEMA语句的C语言代码如下：         本系统结合MAX3100高效的异步收发通信优点，吸取了其功耗低、体积小、传输快以及OLED显示屏超轻薄、高亮度、广视角、自发光、响应速度快、适应温度范围宽、抗震强、功耗低等优点设计开发出由电池供电的便携式GPS定位系统，已经成功应用到产品中取得很好的效果。