photoshop如何给照片添加可爱边框(4)_ps边框教程_photoshop教程
photoshop如何给照片添加可爱边框(4)
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　　首先，选择想要增加边框的图片，导入photoshop中，再新建一个图层，背景色设为自己喜欢的颜色便可，这个背景色将作为边框的底色。
　　　　在新图层中，用矩形工具画一个小于画布大小的矩形，框选完矩形后，选择羽化工具，为边框设置羽化值，这里暂设为10。并选择方向选择工具，选取矩形以外的区域。
　　　　单击Q键，便进入快速蒙板编辑状态中。
　　选择-像素化-彩色半掉，便会出现彩色半掉对话框，设置完里面的参数，便会生成下图的。
　　　　　　选择滤镜-其他-自定选项，在跳出的自定窗口中，可以设置上图中每个小点分散的情况，以便生成小碎花的形状。
　　接着可以选择滤镜-锐化，来锐化图中的对象，以便得到更清晰的效果。滤镜做完后，点击Q键便可退出快速蒙板编辑状态，选择反向选择工具，便会出现反向区域，选择Delet键删除此区域，一个可爱的小碎花边框的雏形便生成。
　　　　　　选择描边工具，为边框加入更多的色彩。在描边对话框中，可以设置自己喜欢的颜色已经描边的粗细。点击确定，便完成了描边。
, 　　做到这里，可爱的边框已经基本完成，最后，只需使用橡皮擦工具把图片中央的碎花擦去便可以。擦除的时候，可以根据各自的喜好，将边框擦成各种形状哦。
　　　　小提示：按照同样的原理，可以将背景颜色换成喜欢的各种颜色，也可以在蒙板时选择各种喜欢的形状，制作出个各种风格的边框哦本教程完！
==================== 学习提示 ====================
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基于ARM的数码相框的设计
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數位控制開啟PFC設計新時代
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作者：Bosheng Sun，TI系統與韌體工程師數位控制在高階電源設計中變得日益普及，特別是在性能規範不斷提高的伺服器和電信領域更為明顯，致使類比解決方案已無法滿足實際需求。現代數位控制器能夠提供大幅提升電源性能的先進控制演算法。對於功率因素校正()而言，其性能通常根據下列標準進行評估：總諧波失真()、單一諧波振幅、功率因素(PF)、效率和整體解決方案成本。相較於調諧PFC控制環路的傳統方法，本文介紹可分別因應上述每一項問題的幾種新穎實用方法。利用這些方法，即可實現高性能的PFC。根據IEC 的規定，高階PFC設計不僅要求在特定負載時，THD不超過一定的百分比，同時每一個單諧波也不能超過特定限值。有時一款全新的PFC設計能通過THD測試，但卻無法通過單項諧波失真測試。如何才能減輕特定階數的諧波失真，是PFC設計的一個重大難題。因此，諧波注入法應運而生，其原理是主動抑制高振幅的諧波。利用數位控制器，可測得輸入AC電壓的基本頻率。然後，根據基頻產生所需的高階正弦訊號。例如，如果PFC的三階諧波過高而需要降低，那麼就可以產生三階正弦訊號。取決於具體的應用不同，如果需要抑制的諧波階數超過一階，則可產生相同階數的正弦訊號然後合併在一起。最後，這些正弦訊號可注入於PFC電流環路中。最終可抑制特定階數的諧波。此外，還可根據負載和輸入電壓等作業條件動態調整每個正弦訊號振幅，從而最大限度增強抑制效果。這種方法已在360W單相PFC上進行過測試。根據諧波分析儀顯示，在該PFC中產生了大量的3階和5階諧波。隨後產生的3階和5階正弦訊號可再注入電流控制環路中。從圖1中可以看到，3階和5階諧波在諧波注入後已顯著減少了。圖1：有/無諧波注入的諧波比較由於單個諧波受到抑制，因此THD也相對地改善了。圖2顯示THD在諧波注入後已有明顯改善。圖2：有/無諧波注入的THD比較EMI濾波器X-Cap無功電流補償典型FPC轉換器在輸入端(圖3)提供電磁干擾(EMI)濾波器。將電容器C1、C2、C3和C4稱為X-Cap，並用於吸收電流紋波。圖3：用於PFC的典型EMI濾波器EMI濾波器X-Cap導致AC輸入電流超過AC電壓(圖4)。雖然PFC電流控制環路迫使電感電流IL跟隨VAC，但X-Cap IC的無功電流超過VAC90度，從而導致總電流IAC超過VAC，因而造成較差的PF。這種情況在輕負載和高電壓線路情況下會更嚴重，而這樣的PF很難達到嚴格的規範要求。圖 4：X-Cap無功電流造成AC電流超過AC電壓X-Cap無功電流能主動獲得補償。由於已知X-Cap的總電容，因而可計算出無功電流，然後可從總輸入電流IAC中將其扣除，所得結果就是理想的PFC電感電流。如果我們使用該理想電感電流作為電流環路參考，就能補償X-Cap無功電流，從而實現高PF。這種X-Cap無功電流補償方法已在360W單相PFC上進行過測試。表1是VAC=230V、頻率為50Hz時的測試結果：表1：採用X-Cap補償的測試結果採用這種X-Cap補償方法後，PF從0.912提高到0.949，而THD也相應從9.79%降低到9.39%。創新的突波模式：AC週期跳頻PFC效率在輕負載時會變得越來越低，其原因在於半導體元件的開關損耗、驅動損耗以及逆向恢復損耗在輕負載下已成為主要因素。同時，PFC可能會從連續導通模式(CCM)轉變成斷續導通模式(DCM)。這會導致轉換器動態劇烈變化以及電流環路頻寬顯著下降。此外，該小型電流的回饋訊號還使得控制難度加大，最終導致THD性能每況愈下。一旦PFC負載減少到一個預定義的閾值，就會進入特殊的突波模式。在這種模式下，PFC會根據負載情況跳過一個或者多個AC週期。換句話說，PFC會關閉一個或多個AC週期，然後在下一個AC週期中開啟。這種開啟/關閉的瞬間會出現在AC過零的情況下，因而可以跳過完整的AC週期。此外，由於在PFC開啟/關閉時的電流等於零，因此所造成的應力與EMI雜訊都非常小。必須跳過的AC週期數與負載成反比。負載越輕，跳過的AC週期數就越多。在負載與所需跳過的週期數之間可產生具有對應關係的查找表(LUT)，這樣就能在跳過儘量多的AC週期的同時，將輸出電壓紋波保持在規定的範圍內。一旦關閉PFC，所有的開關損耗、驅動損耗和逆向恢復損耗都會下降至零。功率損耗剛好是PFC的待機功耗。由於此時電流為零，因此THD也為零。當PFC開啟時，由於必須補償關閉週期，因而PFC會提供高於平均水準的大量功率。這無論是在具有重負載還是PFC完全關閉的情況下都特別明顯。此外，由於在重負載下的效率和THD都明顯優於輕負載條件，因此輕負載時的效率也會相應地提升，同時降低THD。測試結果如圖 5、6 和7所示。圖5：AC週期跳頻。通道1是AC電壓、通道4是AC電流。在此負載條件下跳過兩個AC週期。代的元件類型。由於這些晶片設計採用硬線連接(取決於固定功能的 ASIC 建置)，其中並未採用任何韌體，因此不可能會有圖6：有/無A週期跳頻的效率比較圖 7：有/無AC週期跳頻的THD比較低成本輸入功率和RMS電流測量方案即時能耗測量如今正變得至關重要，包括測量離線電源的真實輸入功率和輸入RMS電流。這些測量可用於調整功率輸出以及實現最佳化能量。傳統做法是採用專用功率計量晶片和附加的感測電路來測量輸入功率和電流。雖然功率計量晶片經驗證能充分利用這一功能，但它會帶來額外的成本和設計工作量。由於在數位PFC中使用的數位控制器已具有類比數位轉換器(ADC)和高速CPU，因而其也能用於測量輸入功率和電流。圖8是進行輸入功率和IRMS測量的設置方法。所示的設置是一種常規的PFC應用。輸入線路和中間電壓均經由衰減網路進行感應，然後再用兩個彼此獨立的ADC輸入端進行採樣。由另一個ADC感應的輸出電壓可用於電壓環路控制。電流訊號由電流分流器進行感應，然後再用訊號調節電路進行放大並濾波。隨後可將其連接至誤差ADC(EADC)實現電流環路控制，同時還能連接至可進行輸入功率和IRMS測量的另一個ADC。測量作業可使用相同的常規PFC設置，無需使用傳統的專用電源計量晶片和附加感應電路，從而可顯著降低成本與設計工作量。<IMG SRC="/STATIC/ARTICLE_IMAGES/41003_TI_TA32P8.jpg" align="CENTER" ALT="輸入功率和IRMS測量設置" BORDER=0>圖8：輸入功率和IRMS測量設置該電流感應電路必須進行校準，因此簡單的兩點校準法應運而生：先施加固定輸入電壓(無論是AC還是DC均如此)，再施加輕負載，然後施加重負載，分別記錄實際輸入電流和ADC測量值，就能得出電流感應電路的增益和補償。為了實現準確的功率計算，必須同時對VIN和IIN進行採樣。TI的UCD3138可提供一種稱為‘雙重採樣與保持’的機制，同時為這兩種訊號進行採樣，消除在不同時間採樣VIN和IIN帶來的測量誤差，從而實現準確的測量。由於所有的數學計算都經過最佳化，所佔用的CPU開銷極小，並且對正常的PFC控制不產生影響。這種輸入功率和RMS電流測量方法已在360W PFC上通過測試。結果顯示這種方法能夠提供非常優異的測量準確度。表2：電子儀錶測試結果佔空比前饋控制平均電流模式控制法在PFC中的應用已有數十年之久了，在商用市場上就能找到採用這種控制演算法的各種類比PFC控制晶片。對於大多數採用50/60Hz AC線路輸入的商業電源應用而言，人們往往認為平均電流模式控制的性能已經足夠。但是，傳統的平均電流模式控制會造成電感器電流超前輸入電壓，從而導致不一致的基本位移功率因素和過零失真。 當PFC工作在航空系統常見的400Hz等高頻AC環境下時，這種情況會進一步惡化。透過傳統控制方法難以為這些系統提供所要求的高品質輸入電流，但一種名為佔空比前饋 (DFF)控制的最新方法則能有效降低高電壓線路頻率下的輸入電流失真。DFF控制的基本概念是透過提前計算佔空比來減輕回饋控制器的任務負擔。對於作業在連續導通模式下的升壓拓撲，佔空比DFF可按下列方法計算：這種佔空比模式能在整個開關上產生一個電壓，在開關過程中，其平均值等於整流後的輸入電壓。規律性的電流環路補償器能在所計算出的佔空比模式範圍內對佔空比進行調整。由於升壓電感在線路頻率下的阻抗非常低，因而佔空比的微小變化都會在該電感上產生足夠的壓差，帶來所需的正弦電流波形。圖9：PFC的佔空比前饋控制得到的控制方案如圖9所示。使用公式1可計算出前饋佔空比DFF。然後將其添加到傳統的平均電流模式控制輸出dI中。最終的佔空比d可用於產生控制PFC的PWM波形。業界已開發出結合常規佔空比前饋和數位控制器硬體濾波器的增強版晶片，如UCD3138等。相較於常規佔空比前饋控制，這種增強版可進一步增大控制環路頻寬，因而能大幅改善電流波形和THD。ZVS/波谷切換當PFC以DCM模式作業時，一旦MOSFET關閉，升壓電感電流就會開始下降。升壓電感的電流會持續下降到零都不會停止，甚至進一步降至負值，進而在電感和切換節點的總寄生電容之間造成振盪，導致嚴重的電流失真，甚至嚴重惡化THD。TI開發的最新控制方法可根據暫態輸入電壓，在切換節點電壓為零或處於其波谷位置時迫使MOSFET接通。這可顯著降低電流失真，而且由於零電壓切換(ZVS)或波谷切換的緣故，還可提高效率(圖10)。圖10：ZVS/波谷切換測試結果小結數位控制為PFC設計開啟了新時代。透過建置大量的先進控制演算法，能夠改善性能。除了上述的方法外，還可在單個數位控制晶片中建置過採樣、動態環路補償、非線性控制、頻率抖動、一般交易處理以及初級/二級通訊等其它特性。這不僅顯著改善了PFC的性能，也降低了整體成本。(參考原文：，by Bosheng Sun, TI)
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